Circuitul cuplat de intrare (la care se aplică semnalul de la un generator) se numeşte circuit primar, iar circuitul cuplat de ieşire (la care se conectează impedanţa de sarcină) este circuitul secundar.
In funcţie de impedanţa Zg (rezistenta Rg) internă (de ieşire) a generatorului, aceasta se conectează fie în serie (la Zg sau Rg mici — generator de tensiune), fie în paralel (Ia Zg sau Rg mari — generator de curent) cu circuitul primar.
Structurile cele mai frecvent utilizate de circuite cuplate şi cuadripolii de cuplaj corespunzători sînt prezentaţi în fig. 3.26.
a) circuite RLC serie cuplate (inductiv) prin inductanţa mutuală M.
Fig. 3.26. Tipuri fundamentale de circuite oscilante cuplate.
Coeficientul de cuplaj este:
k = M/√L1L2
b) circuite RLC derivaţie cuplate (capacitiv) prin condesatorul serie CC. Coeficientul de cuplaj este:
De remarcat că un cuadripol de cuplaj este compus din elementul de cuplaj (M, respectiv CC) şi de elementele de acelaşi tip primar şi secundar (L1, L2, respectiv C1, C2).
O altă configuraţie uzuală de circuite cuplate este cea din fig. 3.27. Cele două circuite RLC derivaţie sînt identice şi cuplate prin condensatorul derivaţie CC. Coeficientul de cuplaj este:
Fig. 3.27 Circuite RLC derivaţie identice, cuplate prin condensator derivaţie
Principalele mărimi şi relaţii care caracterizează funcţionarea acestui circuit sînt:
— factorul de calitate global (egal, în acest caz. cu factorii de calitate al primarului, Q1 şi al secundarului, Q2):
— indicele de cuplaj g=kQ (pentru abateri mici în jurul frecventei de rezonantă);
— variaţia tensiunii de ieşire (U2) raportată la tensiunea de ieşire pentru transfer maxim de putere (U2MM — tensiune „maxim-maximorum”), în funcţie de variabila normată (v. fig. 3.19) x = XS/RS = βQ şi de indicele de cuplaj g:
— frecventa de lucru (egală, în acest caz, cu frecventele de acord ale primarului, f01, respectiv secundarului, f02)
— raportul U2/U2MM la frecventa de lucru (centrală):
— banda la 3 dB, pentru g = l (cuplaj critic)
— banda în sens Cebîşev, pentru g>1 (cuplaj supracritic)
— deviaţia de frecvenţă (la care se obţin cele două maxime ale caracteristicii de selectivitate — v. fig. 3.28), pentru g>1 (cuplaj supracritic),
Reprezentînd, pentru circuitele cuplate din fig. 3.27, variata raportului |U2/U2MM| în funcţie de deviaţia de frecventă Δf (unde Δf = f—f0k), pentru k=1, 2, 3; f0k = frecvenţa de lucru pentru fiecare curbă) se obţin caracteristicile de selectivitate din fig. 3.28.
Prin adoptarea unui asemenea mod de reprezentare, caracteristicile rezultate sînt axate, deşi frecvenţele de lucru f0 sînt diferite în fiecare caz (întrucît depind de valoarea capacităţii condensatorului de cuplaj Cc). Normarea tensiunii de ieşire s-a efectuat pentru cazul transferului maxim de putere (U2MM obţinut pentru g>1).
Caracteristicile sînt reprezentate pentru:
1) g<1 (cuplaj subcritic). Există un singur maxim (la frecvenţa f01) şi nu se poate realiza transferul maxim de putere. 2) g=1 (cuplaj critic). Caracteristica prezintă un maxim plat (la frecvenţa f02); dacă, în plus, şi Q1= Q2, se obţine un transfer maxim de putere într-o bandă de frecvenţe relativ largă, în jurul valorii f02. 3) g>i (cuplaj supracritic). Caracteristica are două maxime şi un minim — corespunzînd celor trei valori reale şi distincte ale frecvenţei de lucru posibile. Dintre acestea, minimul corespunde frecvenţei centrale f03, iar maximele sînt simetric repartizate (faţă de f03).
Se demonstrează că, dacă şi Q1 = Q2, se poate obţine un transfer maxim de putere la frecvenţele de maxim (corespunzînd deviaţiei ±ΔfM — v. fig. 3.28).
Fig. 3.28. Caracteristici de selectivitate ale circuitelor cuplate din fig, 3.27.
În primele două cazuri (un singur maxim), banda de trecere a circuitelor cuolate se defineşte ca duferenţa frecvenţelor fS şi fi pentru care raportul |U2/U2MM| scade cu 3dB faţă de valoarea sa maximă. Se demonstrează că, la cuplaj critic (g = 1), B3dB (=f0√2/Q) este de √2 ori mai largă decît banda de trecere a unui circuit oscilant simplu (B3dB = f0/Q).
În cazul curbei cu două maxime şi un minim (g>1), banda de trecere se defineşte „în sens Cebîşev”, ca diferenţa dintre frecvenţele la care raportul |U2/U2MM| are valorile corespunzătoare minimului de la frecvenţa centrală f01. În această situaţie, banda de trecere este de √2(g2+1) ori mai largă decît în cazul circuitelor oscilante simple.
Dacă circuitele cuplate avînd schema din fig, 3.27. sînt neidentice, caracteristicile de selectivitate ale acestora pot avea aspectul celor din fig. 3.29.
Există două cazuri fundamentale:
1) Q1=Q2 ; f10≠f20 – cînd cele două maxime sînt inegale
2) Q1≠Q2; f10=f20 – pentru care, la g>1, nu se mai poate obţine U2=U2MM.
Circuitele RLC cuplate sînt utilizate atît pentru a realiza cuplajul (în c.a.) între două etaje amplificatoare cît şi, mai ales, pentru a selecta din mulţimea semnalelor de diferite frecvenţe numia pe acelea car au frecvenţa inclusă în banda de trecere a circuitului respectiv (atenuînd substanţial semnalele ce au frecvenţa în exteriorul acestei benzi).
Un exemplu de utilizare a circuitelor RLC cuplate pentru cuplarea a două etaje amplificatoare de bandă îngustă este prezentat în fig. 3.30.
Circuitele RLC derivaţie L1C1 şi L2C2 sînt cuplate prin condensatorul CC (v. şi fig. 3.27.).
Fig. 3.29. Caracteristici de selectivitate ale unor circuite RLC cuplale, neidentice.
Schemele ediivalente din fig. 3.30 evidenţiază modul de determinare a condiţiilor de adaptare. Utilizînd — în mod curent — circuite identice (L1—L2, C1=C2, R1=R2=R), la cuplaj critic (g=l), rezultă următoarele condiţii de adaptare, separate, pentru primar şi secundar:
R0’=R; R=Rin’
Fig. 3.30. Utilizarea circuitelor cuplate pentru cuplarea a două etaje de amplificare.
Este evident că banda frecvenţelor ce se transmit între cele două etaje amplificatoare „de bandă îngustă” este strict determinată de caracteristicile de selectivitate ale circuitelor cuplate (v. fig. 3.27).
Articole din aceasi publicatie
