Stabilizatoare de tensiune – Stabilizatoare din prima generaţie

4.2.1. Stabilizatoare din prima generaţie

Accesul la intrările şi ieşirile blocurilor funcţionale in­tegrate în stabilizator permite un cîmp larg de manifes­tare a fanteziei tehnice a utilizatorului. Totodată, trebuie remarcat că stabilizatoarele de acest gen reclamă cunoş­tinţe tehnice profunde şi detaliate.

În acest scop, după descrierea caracteristicilor tehnice ale circuitelor integrate reprezentative din familie, se ana­lizează tehnicile legate de circuitele auxiliare de protec­ţie (suprasarcină şi supratensiuni în regim tranzitoriu) şi de extinderea domeniilor de tensiune şi curent la ieşire. In completare, dată fiind larga popularitate printre utili­zatori a circuitelor µA 723, LM 305, LM 304, se vor pre­zenta şi cîteva aplicaţii mai puţin uzuale ale acestora.

Caracteristici

Din punctul de vedere al aplicaţiilor, stabilizatoarele din această generaţie prezintă următoarele caracteristici:

* – nespecificat (se poate conta pe un current de ieşire maxim de 50 mA).

• necesită 4 .. . 6 componente pasive exterioare,
• curentul maxim de ieşire nu depăşeşte 250 mA,
• alegerea circuitelor de protecţie se lasă în sarcina utilizatorului.
• puterea disipată intern maxim admisă* este sub 1 W.

Ultima caracteristică s-a impus prin folosirea capsule­lor de mică putere (metalice TO-99, TO-100 şi plastic TO-116). Fac excepţie stabilizatoarele realizate în capsulă de tranzistor de putere, tip TO-3 cu 9 terminale MC 146 OR, MC 1463 R, MC 1469 R), însă costul ridicat al capsulei de putere limitează utilizarea lor numai la cazuri de ex­cepţie.

Referitor la performanţele electrice, stabilizatoarele de tensiune continuă de uz general se caracterizează prin:

• stabilizare de intrare mai bună de 0.5%, pentru o variaţie a tensiunii de intrare pe întreg domeniul admis prin datele de catalog.
• stabilizare de sarcină mai bună de 0,2%, pentru o variaţie a curentului de ieşire de 1 mA la 20 mA,
• coeficientul de temperatură al tensiunii de ieşire sub 1%, pentru o variaţie a temperaturii în întreg domeniul de funcţionare,
• curent consumat în gol sub 12 mA.

În tabelul 4.1 se prezintă caracteristicile electrice la variantele comerciale ale principalelor tipuri de stabiliza­toare de uz general din prima generaţie.

În afara parametrilor electrici, definiţi în paragraful 1, 2, pentru aceste stabilizatoare se menţionează şi urmă­toarele caracteristici:

— curentul maxim de ieşire debitat din sursa de ten­siune de referinţă, i_0R,

— tensiunea de sesizare, V_SE, care reprezintă valoarea minimă a căderii de tensiune necesară pe rezistorul exte­rior, R_SC, de fixare a limitei maxime a curentului de ie­şire, pentru declanşarea procesului de limitare.

Tipuri reprezentative

Stabilizatoarele LM 304 (ROB 304), LM 305 (ROB 305), µA 723 (ROB 723, βA 723)*, prin performanţe, aplicaţii şi răspîndire comercială s-au impus ca tipuri reprezentative în categoria stabilizatoarelor de tensiune din prima gene­raţie.

4. a) Stabilizatorul ROB 305 (fig. 4.23)

Tranzistorul TEC cu joncţiune Q₁₈ asigură pornirea ce­lor trei generatoare de curent realizate cu tranzistorul PNP lateral cu trei colectoare, Q₁₂. Primul generator po­larizează dioda Zener Z₁. Cel de-al doilea alimentează cu curent constant repetorul pe emitor Q_l0 şi diodele din lan­ţul de compensare termică Q₈, Q₁. Sursa de tensiune de referinţă astfel constituită furnizează la ieşire o tensiune compensată termic, V_REF = 1,71 V şi o rezistenţă de ieşire de aproximativ 2 kΩ.

Amplificatorul de eroare (format din două etaje, Q₂, Q₃, cu sarcina rezistivă R₆, respectiv Q₄, Q₅, avînd ca sar­cină cel de ai treilea generator de curent) prezintă o am­plificare de aproximativ 30 000. Compensarea în frecvenţă se realizează prin cuplarea unui condensator exterior de 47 . .. 100 pF, între terminalele COMP şi R.

Darlingtonul Q_l4, Q₁₅, constituie elementul regulator serie.

Circuitul de limitare a curenttilui de ieşire (Q_l6, R₈, R₉) se declanşează pentru o tensiune de sesizare de cca 250 mV la T_A = 25°C. Pentru funcţionare se cuplează re­zistorul extern R_SC, între bornele CL şi V_OUT. Fenomenul de agăţare, care ar apărea cînd Q₃ se saturează, blocînd astfel al doilea etaj de amplificare (Q₄, Q₅) s-a evitat prin introducerea tranzistorului Q₁₇.

Rezistorul R₁₀ = 600 Ω serveşte pentru fixarea curen­tului minirti prin tranzistorul Q₁₅, cînd se conectează un tranzistor PNP extern între terminalele V₁ şi BO (în fig. 4.25 se prezintă modul de conectare a tranzistorului ex­tern). Deoarece R₁₀ este un rezistor de volum realizat din strat epitaxial, valoarea sa prezintă o dispersie mare.

Divizorul rezistiv extern R_A, R_B fixează nivelul ten­siunii de ieşire. Dimensionarea lui se bazează pe rela­ţiile:

V₀=V_REF (1 + R_A/R_B)                                             (4.26)

R_A/R_B = 2kΩ*                                                   (4.27)

Cuplarea unui condensator de ordinul µF între ter­minalele REF şi MASA îmbunătăţeşte rejecţia tensiunii de ondulaţie şi reduce tensiunea de zgomot generată de dioda Zener.

Circuitul integrat ROB 305, poate înlocui circuitele mai vechi de tip LM 300, SFC 2300, fără modificări de cablaj (sînt compatibile terminal cu terminal).

4. b) Stabilizatorul ROB 723 (fig. 4.1, c)

Spre deosebire de circuitul ROB 305, la care ieşirea sursei de tensiune de referinţă s-a conectat intern la in­trarea neinversoare a amplificatorului de eroare, în cir­cuitul ROB 723 această conexiune se lasă la discreţia uti­lizatorului. în acest caz, sursa de tensiune de referinţă s-a construit pe baza unei scheme cu reacţie paralel-paralel (Q₆ — amplificator, Q₃ — sarcină activă, Q₄, Q₅ — re­petor de emitor, Z₂ — diodă Zener de reacţie, C₁, R₇ — reţea de compensare în frecvenţă) capabilă să furnizeze la ieşire un curent (I_OR) de maximum 15 mA. Tensiunea de referinţă, de 7,15 V, se poate reduce pînă la 2 V, cu un divizor rezistiv R_C, R_D, care poate fi conectat în exterio­rul circuitului la borna REF.

Amplificatorul de eroare, constituit dintr-un etaj dife­renţial (Q₁₁, Q₁₂) cu sarcină activă (Q₇), alimentat prin generatorul de curent Q₁₃, prezintă o amplificare în buclă deschisă de 60 dB şi o bandă de frecvenţă la cîştig unitar de cîteva zeci de MHz. Compensarea în frecvenţă nece­sită conectarea în exterior între terminalele COMP şi II a unui condensator C de 5 … 20 nF.

Pentru conectarea unui tranzistor extern, de curent mare, colectorul lui Q₁₅, din elementul regulator serie (Q₁₄, Q₁₅), s-a separat (terminalul V_c) de alimentare cu tensiune pozitivă a circuitului (terminalul V⁺). Tranzis­torul Q₁₀ se poate folosi atît pentru limitarea curentului prin elementul regulator serie, cît şi în alte configuraţii de circuit, graţie accesului oferit la terminalele C_L, C_S ale circuitului. Dioda Zener Z₃, conectată la terminalul V_Z  numai în capsulele cu 14 terminale de tipul TO-116, ofe­ră pe ieşirea V_Z un nivel de tensiune translatat cu 6,2 V, faţă de nivelul de tensiune al terminalului V_OUT; curentul prin ieşirea V_Z trebuie limitat la maximum 25 mA.

TEC cu grilă joncţiune Q₁ porneşte generatoarele de curent Q₇, Q₉, Q₁₀, Q₁₃ şi polarizează dioda zener Z₁, care prestabilizează curentul de alimentare prin dioda Q₂. Tranzistoarele Q₉, Q₁₀, alcătuiesc, împreună cu tranzisto­rul Q₁₃ o oglindă de curent.

Potenţialul colectorului tranzistorului Q₁₁ se găseşte la 8 V faţă de terminalul V; pentru a se evita saturarea lui Q₁₁ se vor lua măsuri ca tensiunea între intrarea neinversoare (IN) şi terminalul V^– să nu depăşească această li­mită.

Accesul la intrările amplificatorului de eroare permite realizarea unor configuraţii de circuit suplimentare faţă de ROB 305. Datorită multitudinii de facilităţi lăsate de fabricant la discreţia utilizatorului, ROB 723 constituie cea mai elocventă materializare a ideii de varsatilitate maximă.

Nivelul tensiunii de ieşire se fixează cu divizorul rezistiv R_A, R_B Pentru stabilizatorul de tensiune pozitivă din fig. 4.1. c, rezistoarele R_A, R_B, R_C, R_D, se dimensio­nează pe baza relaţiilor:

V₀ = R_D /(R_C + R_D )[1+(R_A/ R_B ) V_REF                                            (4.28)

R_C//R_D = R_A/ /R_B*                                                                            (4.29)

R_C + R_D ≤ 7 kΩ**                                                            (4.30)

R_A/ R_B ≤ 4***                                                                                  (4.31)

Se remarcă faptul că ROB 723 permite construirea unor surse de tensiune la care nivelul tensiunii de ieşire (V₀) poate fi mai mic decît nivelul tensiunii de referin­ţă (V_REF).

4. c) Stabilizatorul ROB 304 (fig. 4.24) Sursa de tensiune de referinţă din stabilizatorul de tensiune negativă ROB 304, funcţionează pe baza unui generator de curent constant. Dioda Z₁, polarizată prin generatorul de curent Q₈ prestabilizează tensiunea de ali­mentare a generatorului de curent de referinţă (repetorul Q₇, tranzistoarele compuse Q₁, Q₂, Q₃ respectiv Q₄, Q₅, Q₆ rezistoarele R₃, R₄). Curentul de referinţă absorbit prin terminalul. AJ (ajustare) se fixează la 1 mA conectînd un rezistor exterior, R_B = 2,4kΩ între terminalele REF şi AREF. Tensiunea de referinţă se culege pe rezistorul ex­terior Ra conectat între terminalele AJ şi

De obicei, terminalele V₁ şi AREF se conectează îm­preună la tensiunea de intrare v₁. Alimentarea separată a referinţei de la o tensiune prestabilizată, îmbunătăţeşte, stabilizarea de intrare şi rejecţia tensiunii de ondulaţie. În acest caz, se vor lua măsuri ca v₁— V_AREF < 2 V. (v₁, V_AREF — tensiuni negative), pentru a nu se perturba func­ţionarea referinţei de curent.

Structura amplificatorului de eroare (repetoarele pe emitor. Q₁₈, Q₁₉, urmate de tranzistoarele în conexiune cu bază comună Q₁₇ cu sarcină activă Q₁₄, Q₁₅, Q₁₆) admite tensiuni de intrare pe mod comun de „0″ V şi asigură o amplificare în buclă deschisă de 2 000.

Repertorul Q₂₁, Q₂₂ separă comanda elementului regu­lator serie Q₂₃ de amplificatorul diferenţial, contribuind suplimentar la creşterea amplificării în curent.Reţeaua rezistivă de reacţie (R₁₅=R₁₆=15 kΩ) fiind integrată, pentru R_B = 2,4 k Ω, tensiunea de ieşire se de­termină prin relaţia :

                                                                                            V₀=—R_A/500                                                      (4.32)

unde V₀ şi R_A  se măsoară în volţi, respectiv ohmi.

Deşi compensarea în frecvenţă a amplificatorului de eroare se asigură prin reţeaua internă R₈, C₂ şi prin con­densatorul extern C₀, utilizatorul poate folosi terminalul COMP fie pentru o compensare în frecvenţă suplimenta­ră, fie pentru a comanda tăierea tensiunii de ieşire.

Terminalul BO facilitează conectarea unui tranzistor exterior pentru creşterea curentului de ieşire. Cînd acest tranzistor nu este necesar, terminalele BO şi V₀ se scurt­circuitează pentru a se evita împingerea tranzistorului Q₂₃ în saturaţie prin rezistorul R₁₃.

Tranzistor serie extern

În paragraful anterior, odată cu descrierea tipurilor re­prezentative s-a prezentat şi conectarea componentelor ex­terne (rezistoare, condensatoare) pentru aplicaţiile de ba­ză ale circuitelor.

Curentul de ieşire furnizat de montaje realizate după schemele aplicaţiilor de bază nu poate depăşi 50 mA. Acest dezavantaj nu. constituie un impediment de netre­cut. Combinarea tranzistorului serie intern cu 1 … 3 tranzistoare adăugate în exteriorul circuitului, extinde do­meniul curentului de ieşire la mai mult de 10 A.

Conectarea tranzistorului extern la stabilizatoarele de tensiune pozitivă se prezintă în fig. 4.25, fig. 4.26 şi fig. 4.27.

Prin utilizarea unui tranzistor extern PNP (fig. 4.25, fig. 4.26) nu se măreşte valoarea minimă admisă pentru diferenţa de tensiune intrare-ieşire. Din punct de vedere economic, se remarcă totuşi, că pentru aceeaşi putere, preţul unui tranzistor PNP este mai mare decît al unui tranzistor NPN.

La fiecare tranzistor NPN adăugat (ca în fig. 4.28) va­loarea minim admisă pentru diferenţa de tensiune intra­re-ieşire se va suplimenta cu V_BE, ceea ce va solicita su­plimentar ultimul tranzistor.

Modalitatea de compunere a tranzistorului extern (Q_A, Q_B) din fig. 4.28 înlătură creşterea acestei diferenţe de tensiune. Rezistorul R_C stabileşte curentul minim prin Q_A şi îmbunătăţeşte comportarea tranzistorului compus sub aspect termic.

Fig. 4.29 ilustrează o posibilitate de reducere a puterii disipate pe tranzistorul extern Q, prin alimentarea colec­torului său de la o sursă de tensiune de nivel mai coborît decît cel la care se alimentează circuitul

integrat. Acest mod de conectare poate fi utilizat şi în cazul în care ten­siunea de alimentare prezintă o valoare mai mare decît cea admisă pe stabilizator. Bineînţeles curentul de ieşire se va diminua în funcţie de performanţele tranzistorului extern.

Evacuarea căldurii rezultate prin disiparea de putere pe tranzistoarele externe serie se va asigura prin montare pe un radiator adecvat.

Pentru a se evita apariţia oscilaţiilor locale se reco­mandă:

—       folosirea de tranzistoare exterioare de joasă frec­venţă (de tipul BD 137, BD 138, 2N 3055),

• alegerea unui capacitor de ieşire cu inductanţă cît mai mică,
• scurtarea firelor de legătură ale capacitorului co­nectat la ieşire.

Protecţii la scurtcircuit la ieşire

În schemele prezentate, limitarea curentului de ieşire se obţine prin cea mai simplă şi larg utilizată metodă: pentru curentul maxim pe rezistorul exterior R_SC se dez­voltă o cădere de tensiune egală cu tensiunea de sesizare, care declanşează procesul de limitare.

În condiţii de scurt-circuitare a ieşirii la masă, curen­tul de ieşire rămîne la valoarea sa maximă.

I_SC = I_OM = V_SE / R_SC                                                (4.33)

unde V_SE este tensiunea de sesizare.

Caracteristica de ieşire tensiune-curent care se obţine prin această metodă este prezentată în fig. 4.30 cu linie continuă. Variaţia cu temperatura a curentului maxim dis­ponibil la ieşire depinde de tensiunea de sesizare, carac­teristică circuitului integrat stabilizator considerat; în fig. 4.31 se prezintă variaţia acestei tensiuni cu tempera­tura, pentru cele trei stabilizatoare larg folosite.

Utilizarea acestei metode nu este adecvată în toate con­diţiile în care este pus să funcţioneze un circuit integrat stabilizator de tensiune; la proiectarea schemei de protec­ţie la scurtcircuit la ieşire se impune luarea în conside­rare a tuturor aspectelor legate de puterea disipată pe cir­cuit.

Puterea disipată intern maxim admisă depinde de ti­pul capsulei. în funcţionare, temperatura pe joncţiune poate atinge valori ridicate, existînd situaţii (care trebuie evitate) cînd aceasta poate atinge +150°C. în astfel de ca­zuri, puterea utilă furnizată de circuit se va reduce, pu­ţind ajunge Ia cîteva procente din valoarea ei la +25°C.

În plus, în cazuri de scurtcircuit la ieşirea stabili­zatorului, diferenţa de tensiune intrare-ieşire devine ega­lă cu tensiunea de intrare V_I şi puterea intern disipată va fi maximă, depăşind cu mult valorile obişnuite pentru capsulele uzuale TO 116, TO 100, TO 99.

Pentru astfel de situaţii se impune un alt mod de li­mitare a curentului de ieşire în caz de scurtcircuit, într-o manieră care să forţeze reducerea curentului de ieşire în scurtcircuit (I_SC) comparativ cu valoarea de de­clanşare a procesului de limitare (I_OM). Cu alte cuvinte, se cere o întoarcere a caracteristicii tensiune-curent de ieşire (fig. 4.30 linie întreruptă).

În fig. 4.32 problema sus-amintită se rezolvă prin In­troducerea rezistoarelor R_C, R_D (v. diferenţa faţă de fig. 4.28 unde se utilizează metoda clasică de limitare a cu­rentului de ieşire). La curenţi de ieşire mai mici decît I_OM, căderea de tensiune pe rezistorul rc creşte tensiu­nea necesară pe rezistorul R_SC pentru declanşarea limi­tării. La atingerea curentului maxim se pot scrie relaţiile:

V₀ = V_SE (T_A)= R_D (I_CL + I_CR)                                                (4.34)

V_SE (T_A) + R_C I_RC =  R_SC I_OM                                                 (4.35)

unde: I_CL este curentul maxim debitat prin terminalul C_L, compus din curentul necesar prin R₁₀, pentru deschiderea tranzistorului Q_A (2 mA) şi din curentul absorbit din baza lui O₁ în cele mai rele condiţii,

I_RC — curent de presarcină, absorbit prin R_c cînd ieşirea se află în gol.

Deoarece întoarcerea caracteristicii se forţează prin variaţia curentului I_RC se impune:

I_RC =  10 I_CL                                                                                                          (4.36)

Deschiderea tranzistorului Q₁₆ micşorează curentul de­bitat prin Q_B. Tensiunea de ieşire începe să cadă şi implicit se reduce curentul prin R_C. Ca urmare, Q₁₆ se deschide mai puternic şi procesul de limitare continuă în ava­lanşă.

{image}

Fig. 4.32. Circuit de limitare cu întoarcere pentru ROB 305.

Cu ieşirea la masă curentul prin R_C devine neglijabil, temperatura pe joncţiunea bază-emitor a tranzistorului Q₁₆ atinge valoarea maximă (T_IM).

R_SC I_SC = V_SE (T_IM)                                                                                     (4.37)

Dacă se impun I_OM, I_SC, β_A (cîştigul în curent al tran­zistorului Q_A) relaţiile de mai sus permit dimensionarea rezistenţelor R_C, R_D, R_SC.

În cazul în care Q_A, Q_B sînt tranzistoare de medie sau de înaltă frecvenţă pentru evitarea oscilaţiilor, se reco­mandă conectarea unui condensator C₂ în paralel pe R_SC şi montarea unui inel de ferită, pe terminalul de emitor al lui Q_B.

În stabilizatoarele de tensiune realizate cu ROB 723, limitarea curentului de ieşire cu întoarcere se poate aborda într-o manieră similară (fig. 4.33). în acest caz:

R_D /R_C =  [V₀ I_SC / V_SE (I_OM  – I_SC)]- 1                                          (4.38)

R_SC = V_{SE /}I_SE [1+ (R_C /R_D )]                                                 (4.39)

O a treia relaţie de dimensionare a rezistenţelor R_C, R_D, R_SC se obţine limitînd curentul de presarcină I_RC Ia 1 mA:

R_D I_RC =  V₀  + V_SE                                                            (4.40)

Căderea de tensiune pe R_SC măreşte valoarea minimă a diferenţei de tensiune intrare-ieşire. Valoarea mare ne­cesară pentru acest rezistor deteriorează stabilizarea de sarcină.

Deoarece este necesar ca R_D/R_C> 1, rezultă:

I_SC / I_OM  > 2V_SE / (V₀  +  V_SE )                                                      (4.41)

Această limitare inferioară a curentului de ieşire în scurtcircuit devine supărătoare în special la tensiuni de ie­şire mici. Schema din fig. 4.34, permite anularea curentu­lui I_SC.

În momentul în care tensiunea de ieşire începe să cadă, curentul prin R_C creşte şi măreşte tensiunea aplicată pe joncţiunea bază-emitor a tranzistorului de limitare Q₁₆. Curentul de ieşire se reduce mai mult şi procesul conti­nuă pînă la anularea sa. Rezistoarele R_C, R_D, R_SC se di­mensionează pe baza relaţiilor:

I_SC = V_SE / R_SC [1 + (R_C + R_SC )/R₀]- (V_SE / R_SC) ∙ [(R_C + R_SC )/R₀]              (4.42)

I_OM = I_SC + (V₀ / R_SC ) ∙ [(R_C + R_SC )/R₀]                                    (4.43)

De obicei, R_SC << R_C. Cea de a treia relaţie se obţine impunînd I_RC ≤ 1 mA, în cele mai grele condiţii.

Adoptarea limitării cu întoarcere necesită cunoaşterea caracteristicii tensiune-curent a sarcinii. Dacă aceasta este de tipul generator de curent (fig. 4.35) există posibili­tatea să intersecteze caracteristica de limitare într-un punct de funcţionare (A) stabil şi după îndepărtarea scurt­circuitului de la ieşire. Variaţia tensiunii de intrare, chiar şi pentru un raport R_C/R_SC redus, nu este întotdeauna su­ficient de mare pentru a restabili nivelul iniţial de tensi­une la ieşire. în caz de agăţare (zăvorîre), revenirea ten­siunii de ieşire se asigură printr-o rearmare a tensiunii de alimentare. Fenomenul de zăvorîre este cauzat de satu­rarea excesivă a tranzistorului Q₁₆.

Pentru a limita apariţia acestui fenomen se recurge la circuitul din fig. 4.36. Tranzistorul Q_A şi rezistorii R_E, R_F formează o diodă multiplicată care asigură o bună urmă­rire a tensiunii de sesizare la variaţia temperaturii ambi­ante. Circuitul limitează creşterea tensiunii între termina­lele C_L şi C_S. Pragul se ajustează în condiţii de scurtcircuit prin potenţiometrul R_E. Tranzistorul Q_A trebuie să aibă un β acceptabil la curent de colector mic (1 µA).Tehnica de limitare cu întoarcere prezentată în fig. 4.37 se bazează pe reducerea rezistenţei drenă-sursă a unui TEC cu grilă-joncţiune cînd i se reduce tensiunea poartă- sursă.

În funcţionare normală, tensiunea poartă-sursă, egală cu tensiunea de ieşire, menţine tranzistorul Ω_A in regiu­nea de saturaţie, caracterizată printr-o rezistenţă dre- năsură de valoare mare. La căderea tensiunii de ieşire, tensiunea de închidere V_GS(off) împinge tranzistorul în re­giunea de triodă. Rezistenţa drenă-sursă se reduce şi din baza tranzistorului Q₄ se extrage un curent suplimentar, ceea ce reduce curentul de ieşire în scurtcircuit.

După îndepărtarea suprasarcinii dacă rezistorul R_A în­deplineşte condiţia:

(V_{I  min} – V_{GS(off) Max})/ R_A > V_{GS(off) Max} / R_{L min}                            (4.44)

tensiunea de ieşire revine la valoarea iniţială. Tranzisto­rul Q_A se alege astfel încît V_{GS(off) Max} = (2 . . . 3)V_OUT.

Circuitul din fig. 4.38 prezintă o metodă de limitare cu întoarcere pentru stabilizatoarele de tensiune negativă, re­alizate cu ROB 304. în funcţionare normală, căderea de tensiune pe rezistorul R_C blochează tranzistorul Q_A. Creş­terea curentului de ieşire măreşte tensiunea pe R_F şi des­chide tranzistorul Q_A. Circuitul ROB 304 absoarbe curen­tul debitat de Q_A pînă la o limită fixată prin R_SC. Simul­tan, curentul furnizat în baza lui Q_B şi implicit curentul de ieşire i₀ nu mai creşte. Căderea tensiunii ele ieşire antre­nează reducerea curentului prin R_C şi în consecinţă a cu­rentului i₀. Procesul continuă pînă la scurtcircuitarea ie­şirii la masă cînd:

I_SC ≈ (R_C / R_D ) ∙ (V_BE / R_F)                                                        (4.45)

Dimensionarea rezistoarelor R_C, R_D, R_F se face pe baza următoarelor consideraţii:

• căderea de tensiune pe R_F la i₀=I_OM se limitează la 1 … 2 V,
• curentul prin divizorul rezistiv R_C, R_D, se limi­tează în condiţii de funcţionare normală la 1 mA,
• rezistorul R_C se aproximează prin relaţia:

R_C = – (R_D R_F I_OM /V₀ – V_BE )                                                        (4.46)

unde V_BE este tensiunea bază emitor a tranzistorului Q_B (0,5 V).

Conectarea unui rezistor de 2 … 10 kΩ în paralel pe joncţiunea emitor-bază a tranzistorului Q_A permite reduce­rea raportului I_OM/I_SC.

Dacă în construcţia stabilizatorului de tensiune nega­tivă se utilizează ROB 723, limitarea cu întoarcere se va realiza ca în fig. 4.39.

Funcţionarea şi relaţiile de dimensionare pentru rezis- toare sînt similare cu cele descrise pentru schema din fig. 4.33.

Protecţii pentru regim tranzitoriu

Fenomenele analizate în paragraful de faţă au un ca­racter general, prezentînd valabilitate independent de tipul stabilizatorului folosit. Cauzele care generează me­canismele de defectare în regim tranzitoriu sînt furni­zate de circuitele exterioare.

În fig. 4.40 circuitele externe se reprezintă prin impedanţa Z_I, cuplată în paralel cu sursa de tensiune nestabili­zată v₁, şi prin impedanţa de sarcină Z_L.

Dacă Z_L este de valoare ridicată şi intrarea stabilizato­rului se scurtcircuitează la masă, condensatorul C₂, încăr­cat la tensiunea V_OUT, se descarcă prin circuitul integrat. Tranzistorul serie şi o parte din componentele stabilizatorului suportă curentul de descărcare în condiţii de polari­zare inversă, ceea ce poate duce la distrugere.Acest mecanism de defectare apare frecvent cînd se uti­lizează pentru filtrarea tensiunii de intrare un condensa­tor cu tantal, polarizat la o tensiune apropiată de valoarea sa maxim admisă. În cazul alimentării cu o tensiune furni­zată de un prestabilizator în regim de comutaţie, datorită tensiunii de ondulaţie de frecvenţă ridicată, în condensa­torul cu tantal au loc descărcări electrice nedistructive. Ca urmare, pe durate foarte scurte intrarea stabilizatoru­lui se va conecta la masă.

Protecţia stabilizatorului la fenomenul descris se ob­ţine conectînd între intrare şi ieşire o diodă D₁ polarizată invers, capabilă să preia rapid curentul de descărcare.

Dacă impedanţa Z_i este inductivă, la decuplarea tensi­unii de alimentare, tensiunea de intrare pe stabilizator îşi va inversa polaritatea, caz în care componentele integrate nu vor mai fi izolate între ele. Protecţia se obţine prin introducerea diodei D₂ care limitează căderea tensiunii de intrare sub potenţialul masei la mai puţin de 1 V.

Decuplarea alimentării poate produce un fenomen si­milar la ieşire dacă sarcina Z_L este inductivă. Tensiunea de polarizare inversă a ieşirii se limitează prin. D_s.

La polarizare directă, prin diodele de protecţie circulă curenţi pe durate relativ scurte. De aceea nu sînt nece­sare diode de putere mare. Cerinţa unui timp de răspuns mic exclude utilizarea unor diode redresoare ordinare. Se recomandă folosirea diodelor de comutaţie.

Circuite de comandă a decuplării

În unele aplicaţii condiţiile tehnice de utilizare re­clamă decuplarea tensiunii de alimentare pe diverse pe­rioade de timp. Controlul automat al tăierii tensiunii de ieşire a stabilizatorului se obţine printr-un circuit care forţează blocarea elementului regulator serie. Tensiunea de comandă a tăierii se culege de la ieşirea unui circuit logic.

În stabilizatoarele de tensiune pozitivă problema se so­luţionează prin conectarea la masă a terminalului de com­pensare în frecvenţă (fig. 4.41). Cînd pe intrarea de co­mandă se aplică o tensiune de nivel coborît, tranzistorul Q_A fiind blocat, circuitul de tăiere nu influenţează func­ţionarea stabilizatorului. Dacă tensiunea de comandă trece în starea SUS, tranzistorul Q_A se saturează şi coboară po­tenţialul terminalului COMP sub 1 V.

Rezistorul R_E fixează valoarea maximă a curentului de vîrf absorbit prin Q_A.Rezistorul R_C se alimentează astfel încît să asigure compatibilitatea circuitului de tăiere cu circuitul logic care îl comandă (3 kΩ — pentru TTL, 10 kΩ — pentru CMOS etc.)

Pentru Q_A se alege un tranzistor de comutaţie de mică putere (de exemplu 2N913).

Dioda D₁ protejează joncţiunea bază-ernitor a tranzis­torului serie la tensiuni inverse excesive.

În fig. 4.42 se prezintă un circuit de tăiere pentru sta­bilizatoarele de tensiune negativă. Şi aici, cînd tensiunea pe intrarea de comandă este in starea JOS (V_{IL Mar}), tran­zistorul Q_C este blocat. Rezistorul R_F asigură curent sufi­cient bazei tranzistorului serie extern Q_A, Q_B.

                                              R_F = (V_{1 min} – V₀ – 3V_BE)/ I_{BA Max}                                        (4.47)

Cu tensiunea de comandă în starea SUS (V_{IH min}) tran­zistorul Q_C se deschide, dioda D₂ se polarizează direct la un curent determinat de valoarea rezistorului R_M. Rapor­tul R_M/R_F va asigura tăierea ieşirii:

R_M /R_F  = – V_{IH min} / V_{IH Max}                                               (4.48)

Condiţia de limitare la 10 a eîştigului în curent cînd tranzistorul Q_C se saturează permite dimensionarea re­zistorului R_N.

Stabilizatoare de tensiune flotante

În circuitul ROB 723 cuplarea amplificatorului de eroare la sursa de tensiune de referinţă se lasă în sarcina utilizatorului.

Accesul la terminalele REF, II, IN, face posibilă reali­zarea unor scheme de tip flotant capabile să extindă do­meniul tensiunii de ieşire a stabilizatorului la sute de volţi. Circuitul se alimentează de la o sursă de tensiune prestabilizată, al cărui potenţial de referinţă urmăreşte nivelul tensiunii de ieşire. Aceste configuraţii de circuit sînt cunoscute sub numele de stabilizatoare de tensiune flotante (fig. 4.43).

Dioda Zener şi rezistorul R_E alimentează circuitul in­tegrat cu o tensiune prestabilizată flotantă de 10 … 30 V. Dimensionarea rezistorului R_E se face astfel încît să fur­nizeze curent suficient pentru polarizarea diodei Z şi alimentarea circuitului ROB 723 în condiţii de ţensiune de intrare minimă:

R_E = (V_{1 min} – V₀ – V_{Z Max})/ (I_{C Max} + I_{Z Max} + I_OR + I_ON/β_A)                    (4.49)

unde β_A este cîştigul în curent al tranzistorului extern Q_A.

Tensiunea şi curentul maxim de ieşire sînt limitate nu­mai de performanţele tranzistorului Q_A. În componenţa tensiunii de referinţă aplicată pe intrarea neinversoare a amplificatorului de eroare (V₀ + V_REF)R_B/(R_A + R_B) intră şi tensiunea de ieşire. Nivelul acesteia se stabileşte prin rezistorii R_A, R_B, R_C, R_D conform relaţiei:

V₀ = V_REF [(R_B / R_A) – (R_CR_D  / R_C +R_D)(1+ (R_B / R_A))]                              (4.50)

Se recomandă limitarea curentului absorbit din termi­nalul REF la I_OR ≤ 5 mA, ceea ce este echivalent cu:

R_C = R_D = 3 kΩ                                                                     (4.51)

(V_REF  + V₀ )/(R_A + R_B) ≤4 mA                                             (4.52)

Diodele D₁, D₂, D₃ protejează circuitul integrat la ten­siunile excesive generate în regim tranzitoriu de conecta­rea sau deconectarea tensiunii de alimentare v₁.

Creşterea potenţialului pe intrarea neinversoare faţă de terminalul V⁺, se limitează prin D₁ la cel mult 1 V. D₂ şi D₃ limitează tensiunea aplicată pe mod diferenţial la in­trarea amplificatorului de eroare.

Dacă viteza de creştere a tensiunii de alimentare (Δv₁/Δt) este foarte mare, prin conectarea condensatorului C₂ se va asigura urmărirea potenţialelor pe terminalele V₀ şi REF. Plasarea comutatorului de cuplare înaintea blo­cului redresor elimină condensatorul C₂.

Funcţionarea stabilizatorului flotant de tensiune ne­gativă din fig. 4.44 este similară. Tensiunea de ieşire se determină din relaţia:

V₀ = -V_REF (R_C /(R_C + R_D ) [(1 + (R_B /R_A)]                                     (4.53)

Rezistorul R_F trebuie să furnizeze un curent suficient în baza lui Q_A, cînd diferenţa de tensiune intrare-ieşire este minimă.

R_F = [(v_{1 min} – V₀ – V_BE) β_Aβ_B] / I_OM                                 (4.54)

unde β_A, β_B este cîştigul în curent la tranzistoarele ex­terne Qa, respectiv Q_B.

Acelaşi procedeu de- extindere a domeniului tensiuni:’ de ieşire se poate aplica la construirea unui stabilizator flotant de tensiune negativă cu ROB 304 (fig. 4.45). În acest scop, reţeaua de reacţie internă (R₁₄, R₁₅) se anihilează scurtcircuitînd terminalele V_OUT şi MASA. Tensiunea de ieşire va fi:

V₀= —R_B x 1 mA                                                       (4.55)

Alte aplicaţii

În afara surselor de tensiune continuă, aria aplicaţiilor stabilizatoarelor din prima generaţie cuprinde stabiliza­toare de temperatură, de intensitate luminoasă, de cu­rent etc. În principiu, cu ajutorul lor se poate stabiliza orice mărime fizică dacă aceasta se converteşte cu un traductor adecvat în tensiune.

În circuitul din fig. 4.46, ROB 305 funcţionează ca un comparator cu referinţă de tensiune integrată. El controlează puterea disipată pe sarcina R_H prin comuta­rea tranzistorului extern compus (Q_A, Q_B, R_F). Variaţia temperaturii ambiante se traduce într-o variaţie de rezis­tenţă prin termistorul T conectat în bucla de reacţie ne­gativă. Dioda Zener Z₁ menţine terminalul V_OUT un potenţial prestabilizat. De asemenea, graţie diodei Ze­ner Z₂, variaţia tensiunii de intrare v₁ nu va afecta po­tenţialul nodului A. Creşterea temperaturii ambiante re­duce rezistenţa terminalului T, ceea ce are ca efect creş­terea tensiunii pe terminalul R. Tranzistorul extern se blochează şi disipaţia de putere pe reşou încetează, pînă cînd temperatura ambiantă scade sub un anumit nivel.

Rezultă că sistemul prezentat menţine temperatura ambiantă între două limite determinate de tipul termistorului şi de valoarea rezistorului R_C. Frecvenţa de re­petiţie a ciclului termic se poate reduce printr-o reacţie pozitivă realizată cu reţeaua R₂, C₂. Curentul prin reşou îşi va păstra starea pe o durată fixată de constanta de timp a reţelei R₂, C₂. Reducerea frecvenţei atrage după sine deteriorarea preciziei de control a temperaturii sta­bilizate.

Trebuie menţionat faptul că pentru alimentare nu este necesară o tensiune stabilizată.

În fig. 4.47 fototranzistorul Q_B transformă variaţia in­tensităţii luminoase în variaţie de curent. Creşterea cu­rentului prin R_A, ridică potenţialul terminalului R ceea ce comandă reducerea curentului furnizat de Q_A pentru alimentarea becului. Desensibilizarea stabilizatorului de intensitate luminoasă la variaţia temperaturii se obţine prin introducerea diodei D şi prin limitarea cîştigului de curent al tranzistorului Q_A în saturaţie la 10 (R_B =10 R_A).

Stabilizatorul de curent din fig. 4.48 poate asigura con­trolul unui servomotor. ROB 305 stabilizează tensiunea de polarizare a bazei tranzistorului compus Q_A, Q_B. Nive­lul curentului absorbit la ieşire se reglează prin potenţiometrul R_B. Rezistorul R_SC  fixează limita maximă a cu­rentului din baza tranzistorului Q_a cînd acesta se satu­rează. Curentul minim de sarcină pentru circuitul integrat ete determinat de valoarea rezistorului R_F. Dioda D constituie o protecţie la supratensiuni generate de sarcinile inductive.

Banda largă a amplificatorului de eroare din ROB 305 face posibilă utilizarea sa în circuite de formare a unor impulsuri cu amplitudine stabilizată (fig. 4.49).

Aplicarea unei tensiuni pozitive suficient de mari pe intrarea de impulsuri saturează tranzistoarele externe. Q_A comandă tăierea curentului prin tranzistorul serie in­tern, Q_B absoarbe curent din sarcină cînd ieşirea se află în starea de jos. Rezistoarele R_C, R_E limitează curenţii de comarudă ai tranzistoarelor Q_A, Q_B.

Raportul R_A/R_B determină amplitudinea impulsurilor de ieşire stabilizată la variaţia tensiunii de alimentare a curentului prin sarcină şi a temperaturii, graţie circui­tului ROB 305.

În cazurile în care se doreşte debitarea unui curent de ieşire mai mare în starea SUS se recomandă utilizarea unui tranzistor serie extern de tip NPN, pentru a faci­lita stabilizarea schemei în frecvenţă (fără condensator cuplat la ieşire).

Deşi prin structura schemei implementate, stabilizatoa­rele de tensiune continuă monolitice din prima generaţie descrise sînt de tip serie, ele se pot utiliza şi la realizarea unor stabilizatoare de tip paralel (fig. 4.50). Se observă uşor că datorită conectării amplificatorului de eroare în configuraţie de repetor, nivelul tensiunii de ieşire este:

V₀ = [R_B /(R_A + R_B )V_REF                                                          (4.56)

Performanţele de stabilizare prezentate de această schemă sînt inferioare celor descrise anterior, dar pre­zintă avantajul că nu necesită protecţii la scurtcircuitarea ieşirii la masă sau la suprasarcină. Singura măsură nece­sară constă în alegerea rezistorului de balast R_C de pu­tere suficient de mare pentru a putea suporta curentul de sarcină în cele mai defavorabile condiţii.

Rezistorul R_D = R_A // R_B are rolul de a încărca în mod egal intrările amplificatorului de eroare (diminuează cu­rentul de decalaj de la intrarea acestuia), Rezistorul R_E limitează curentul cîe bază al tranzistorului extern Q la o valoare convenabilă.

* * Fără radiator suplimentar.

* Tipuri echivalente fabricate în ţară.

* Relaţia aceasta rezultă din condiţia de încărcare-echilibrată a celor două intrări ale amplificatorului de eroare.

* Se echilibrează încărcarea intrărilor amplificatorului de eroare.

** Se limitează curentul I_0R la 1 mA.

*** Se limitează amplificarea variaţiilor tensiunii de refe­rinţă.