Stabilizatoare de tensiune – Aplicaţii

4.3.3. Aplicaţii

Recomandările cu caracter general din paragraful an­terior rămîn valabile şi pentru aplicaţiile stabilizatoarelor de tensiune fixă uzuale.

Rezistenţele şi inductanţele parazite se vor minimiza folosind conductoare cu secţiune suficient de mare şi de lungime cît mai mică. Prin conectarea tuturor firelor de legătură la masă într-un singur nod (la terminalul M) se va evita apariţia unor curenţi prin buclele create între puncte de masă diferite.

Cînd stabilizatorul integrat se plasează la o distanţă mai mare de 5 cm faţă de filtrul redresorului, se va cupla la intrare un capacitor (ceramic — 0,22 µF, cu tantal — 2 µF, electrolitic cu aluminiu — 25 µF.

Cuplarea unui condensator C₂ la ieşire (necesar din motive de compensare în frecvenţă la stabilizatoarele de tensiune negativă) va reduce impedanţa de ieşire la frec­venţe mari, unde amplificarea în buclă deschisă a ampli­ficatorului de eroare începe să scadă.

Pentru fiecare aplicaţie se va analiza necesitatea pro­tecţiei stabilizatorului, cu diode, la fenomenele de regim tranzitoriu.

Fig. 4.67 prezintă aplicaţiile de bază ale stabilizatoare­lor de tensiune fixă uzuale.

Decuplarea automată a tensiunii de ieşire se reali­zează printr-un circuit de comandă extern conectat între intrare şi masă (fig. 4:68).

Tranzistorul Q_A joacă rolul de comutator electronic comandat prin intermediul tranzistorului Q_B. Aplicarea unei tensiuni de nivel ridicat pe intrarea de comandă sa­turează pe Q_B, care permite deschiderea lui Q_A. Rezistoarele R_A, R_B se dimensionează astfel încît să asigure des­chiderea tranzistorului Q_A în cele mai dificile condiţii:

R_B = [(v_{1 min} – V_BEA)/ I₀]β_{A sat}                                          (4.72)

unde β_{A sat} este cîştigul în curent al tranzistorului Q_A în saturaţie.

De obicei, puterea disipată pe R_B depăşeşte 0,5 W. Tim­pii de comutare sînt determinaţi, în primul rînd, de va­loarea constantei de timp R_LC₂ şi în al doilea rînd, de ca­racteristicile electrice ale stabilizatorului şi tranzistoarelor.

Extinderea domeniului de curent la ieşire

Creşterea curentului furnizat (absorbit) la ieşire peste va­loarea maximă fixată intern prin circuitul de limitare integrat în stabilizator se obţine prin:

• conectarea în paralel a mai multor stabilizatoare,
• utilizarea unui tranzistor extern de putere.

În primul caz, (fig. 4.69), stabilizatoarele se selectează astfel ca tensiunile de ieşire să se înscrie într-un interval maxim de circa 50 mV. Nerespectarea condiţiei de împe­rechere conduce la o distribuire inegală a curentului de ieşire, prin stabilizatoarele integrate.

Operaţia laborioasă de sortare necesară pentru schema din fig. 4.69 se evită utilizînd două amplificatoare opera­ţionale ieftine, de uz general (µA 741), asa cum se arată în fig. 4.70.

Precizia de împerechere a rezistoarelor R_A, R_B, R_C, se transferă asupra distribuirii curentului de ieşire prin sta­bilizatoare. Prin dimensionarea rezistoarelor R_D, R_E se va asigura scurgerea curentului consumat în gol de fiecare circuit integrat (20 mA) la sursa de alimentare cu tensiu­ne negativă (nestabilizată). Diodele limitează excursia de potenţial pe terminalele M la ±0,7 V faţă de masă.Se observă că factorul de multiplicare al curentului maxim furnizat la ieşire (I_LM/I_OM) este egal cu numărul de stabilizatoare conectate în paralel. Pentru un factor de multiplicare mai mare de 3, această tehnică devine preş. costisitoare, drept care se recurge la un tranzistor extern de putere (fig. 4.71).

Tranzistorul Q_A furnizează cea mai mare parte din curentul debitat prin sarcină (I_L):

 I_L = (β_A + 1) I₀ + β_A [I_C  – (V_BEA/R_A )]                                    (4.73)

unde β_A şi V_BEA sînt parametrii tranzistorului Q_A. Rezis­torul R_A va asigura o tensiune suficientă pe joncţiunea bază-emitor a tranzistorului Q_A în condiţii de curent ma­xim prin sarcină şi β_A minim:

R_A = V_BEA / [I_0M  + I_G  – (I_{L Max} / β_{A min})] ;  β_{A min} >>1                         (4.74)

Tranzistorul Q_L şi rezistorul R_SC protejează tranzistorul Q_A la suprasarcină.

Distribuirea curentului de ieşire I_L pe cele două com­ponente I₀ şi I_C (curent de colector al tranzistorului Q_A) este dependentă de β_A. Dispersia valorilor acestui para­metru poate crea neplăceri, care pot fi evitate utilizînd schema din fig. 4.72. Distribuirea curentului I_L în cele două componente se controlează prin raportul rezisten­ţelor R_B, R_C. În ipoteza că tensiunea pe dioda D este egală cu tensiunea V_BEA se arată uşor că:

 I_RB/I_RC = R_C/R_B                                                                       (4.75)

I_L = I_RB + I_RC – I_G                                                                      (4.76)

Dacă β_A >>1 rezultă:

I_{L Max} = [1 +  (R_C/R_B )][I_OM  + I_G  – (V_BEA / R_C )] – I_G                                   (4.77)

Rezistorul R_A se dimensionează într-o manieră similară cu cea prezentată în aplicaţia anterioară.

Controlul exercitat asupra distribuirii curentului I_L prin raportul R_L/R_B extinde protecţia internă la supra­sarcină a circuitului integrat şi asupra tranzistorului Q_A. Acelaşi fenomen de extindere are loc şi în cazul protecţiei termice clacă cele două componente de putere prezintă rezistenţe termice joncţiune-capsulă egale şi raportul din­tre capacităţile termice ale radiatoarelor se menţine egal cu R_B/R_C.

Extinderea domeniilor de tensiune

În acest paragraf se prezintă tehnici de extindere a domeniului tensiunii de intrare şi/sau ieşire peste limitele admise de foile de catalog ale stabilizatoarelor integrate.

Alimentarea stabilizatorului cu o tensiune superioară tensiunii de intrare maxim admise se poate realiza în două moduri.

În fig. 4.73 dioda Zener Z şi rezistorul R prestabilizează tensiunea de alimentare la un nivel convenabil.

V₁ = V_Z – V_BE < V_IM                                                            (4.78)

Curentul de alimentare a stabilizatorului se furni­zează prin tranzistorul Q. Rezistorul R trebuie să asigure curent suficient pentru polarizarea bazei tranzistorului Q şi a diodei Zener.

În fig. 4.74 dioda Zener Z, tranzistorul Q_A şi rezistorul R alcătuiesc o diodă Zener de curent mare (ieftină), care se înseriază la intrarea stabilizatorului.

V₁ = v₁ – (V_Z + V_BE) < V_IM                                         (4.79)

Înlocuirea diodei Zener compusă, printr-un rezistor de putere nu este recomandabilă; deoarece deteriorează sta­bilizarea de sarcină a tensiunii de ieşire.

Creşterea tensiunii de ieşire la un nivel (V_E) superior celui furnizat de stabilizatorul integrat (V₀) se realizează cu o schemă de tip flotant. Dioda Zener Z_A (fig. 4.75) translatează potenţialul pe terminalul M la nivelul:

V_ZA= V_E – V₀                                                                              (4.80)

Tranzistorul Q_A, dioda Zener Z_B şi rezistorul R prest bilizează şi reduce tensiunea aplicată între terminalele V_I şi M, în condiţii de sarcină mare, dioda D₁ ajută por­nirea circuitului. Dacă ieşirea se scurcircuitează, dioda D₁ aduce potenţialul terminalului M la mai puţin de 1 V faţă de masă, limitînd diferenţa de tensiune intrare-ieşire pe stabilizator la V_ZB—V_BEA+V_D1.

Se observă totuşi, că această diferenţă de tensiune rămîne la valoare relativ ridicată. În vederea evitării unui radiator supradimensionat pentru stabilizator, se recurge la schema din fig. 4.76, care prezintă o modalitate de reducere a puterii disipate în condiţii de scurtcircuit la ieşire.

În funcţionare normală, tranzistorul Q_B este blocat, tranzistorul furnizează stabilizatorului curentul de in­trare. Dioda Zener Z_A se polarizează prin rezistorul R_C.

Cînd ieşirea cade la masă, rezistorul R_C va asigura un curent suficient pentru a satura tranzistorul Q_B. Ca ur­mare potenţialul pe baza tranzistorului Q_A coboară şi di­ferenţa de tensiune intrare-ieşire pe stabilizator se reduce.

Dioda D₁ protejează tranzistorul Q_B la tensiuni bază-emitor inverse excesive.

La conectarea alimentării, capacitorul C₁ (de valoare mare) va întîrzia creşterea tensiunii de intrare astfel încît să poată fi urmărită de potenţialul pe terminalul M. În caz contrar, tranzistorul Q_B fiind blocat, pe stabilizator se va aplica întreaga tensiune de intrare.

O altă modalitate de translatare a potenţialului pe ter­minalul M se prezintă în fig. 4.77. Deşi schema electrică este asemănătoare cu schemele descrise în capitolul an­terior, dedicat stabilizatoarelor de uz general din a doua generaţie, există mai multe deosebiri. La stabilizatoarele de tensiune fixă, curentul consumat în goi se scurge prin terminalul M şi nu prin terminalul V_OUT. Curentul con­sumat în gol (I_G) mult mai mare decît curentul prin ter­minalul ajustare (I_AJ) şi dependenţa sa mai pronunţată faţă de variaţiile tensiunii de intrare şi temperaturii, afec­tează în mod negativ performanţele de stabilizare ale ten­siunii V_E:

V_E = [1 + (R_B/R_A)]V₀ + R_BI_G                                                       (4.81)

Efectele variaţiilor tensiunii de intrare, respectiv ale curentului de sarcină asupra tensiunii V_E se pot aproxima prin relaţiile:

ΔV_E/Δv₁ = [(1 + (R_B/R_A)] (K_VV₀/Δv₁) + R_B(I_G/v₁) | I₀, T_A = constant                                 (4.82)

ΔV_E/Δi₀ = [(1 + (R_B/R_A)] (K_VV₀/Δi₀) + R_B(I_G/i₀) | V₁, T_A = constant                                  (4.83)

unde K_v, K_L sînt stabilizările de intrare, respectiv sarcină ale circuitului integrat.

Utilizarea unui amplificator operaţional de uz general (fig. 4.78) elimină efectele negative generate de curentul consumat în gol. Potenţialul pe terminalul M se deplasează la nivelul tensiunii aplicate pe intrarea neinversoare a amplificatorului operaţional.

Tensiunea de ieşire V_E se poate ajusta prin rezistorul R_B conform relaţiei:

V_E = [1 + (R_B+R_C)/R_A]V₀                                           (4.84)

            Valoarea minima a acesteia este determinate de tensiunea de ieşire a stabilizatorului integrat (V₀) şi de tensiunea minima de intrare pe mod comun a amplificatorului operational (V_ICmin).

V_Emin = V₀ + V_ICmin                                                  (4.85)

            În aceste condiţii, R_B = 0 şi:

R_C/R_A = V_ICmin/V₀                                                   (4.86)

Valoarea maximă a tensiunii V_R se determină clin con­diţia de respectare a diferenţei de tensiune intrare-ieşire minimă pe stabilizatorul integrat (notată pentru această aplicaţie cu V_I/₀)

V_EMax = [1 + (R_BMax + R_C)/R_A]V₀v_1min – V_I/_{0 min}                               (4.87)

Curentul prin divizorul rezistiv trebuie să fie mult mai mare decît curentul de polarizare la intrare (I_B) al am­plificatorului de eroare, în orice condiţii:

V_Emin/(R_A + R_C) >> I_B; V_EMax/(R_A + R_BMax + R_C) >> I_B;                       (4.88)

Tensiunea ele intrare v₁ se va limita la tensiunea ma­ximă de alimentare a amplificatorului operaţional. Sta­bilizările de intrare şi de sarcină pentru tensiunea _VE se pot aprecia prin relaţiile:

ΔV_E/V_E | _Δv1 x 100 = K_V; I₀, T = constant                                                           (4.89)

ΔV_E/V_E | _Δi0 x 100 = K_V; V₁, T = constant                                                           (4.90)

unde K_v, K_L sînt parametrii stabilizatorului integrat.

Stabilizatoare de curent

Deficienţele generate de curentul consumat în goi (I_G) al stabilizatoarelor de tensiune fixă uzuale se regăsesc şi la stabilizatoarele de curent (debitat, respectiv absorbit) din fig. 4.79.

Mărimea curentului stabilizat I₀ se fixează prin rezis­torul R_A:

I₀ = V₀/R_A) + I_C                                                   (4.91)

Variaţiile tensiunii de intrare sau sarcinii afectează ni­velul curentului stabilizat atît prin variaţiile tensiunii V₀ cît şi ale curentului consumat în gol.

Totuşi, performanţele care se obţin sînt satisfăcătoare pentru o gamă largă de aplicaţii.