În acest număr al revistei continuăm prezentarea câtorva integrate stabilizatoare. Pentru a oferi o informaţie cât mai completă, pentru început se prezintă principii generale de funcționare a stabilizatoarelor. În figura 1 se prezintă schema generală a unui stabilizator. Se remarcă prezenţa următoarelor elemente:
– circuitul generator de tensiune de referinţă;
– amplificatorul de eroare;
– elementul regulator;
– circuitul de eşantionare al tensiunii de ieşire.
Circuitul generator al tensiunii de referinţă este de cele mai multe ori o sursă de tensiune de tip diodă Zener (cu caracteristici îmbunătăţite), la bornele căreia se dispune de o tensiune, notată VREF, care are o foarte bună stabilitate. Circuitul de eşantionare este de obicei un divizor rezistiv, cu care se obţine o fracţiune bine definită din tensiunea de ieşire:
VP= k * VOUT, k < 1
1. Elementele divizorului sunt calculate astfel încât VP= VREF. Amplificatorul de eroare (de exemplu, un amplificator operaţional) generează la ieşire tensiunea:
VE = (VREF – VP) * AU
Acest semnal comandă elementul regulator serie astfel încât să compenseze variațiile de tensiune la bornele de ieşire (pe sarcină). De exemplu, dacă VOUT scade, va scădea corespunzător şi VP. Deci, VE va creşte, deci şi VOUT va creşte, în consecinţă şi VP. Aceasta este comparată cu VREF, în acest mod asigurând stabilizarea lui VOUT. Elementul regulator acţionează ca o valvă, mai mult sau mai puţin deschisă, sau ca o rezistență variabilă comandată de semnalul VE. În funcție de modul de lucru al acestui element, se pot defini 3 tipuri principale de stabilizatoare.
Stabilizatorul serie
În figura 2 este redată topologia stabilizatorului cu element regulator serie. Tranzistorul se comportă ca o rezistenţă serie variabilă. Curentul din bază este dat direct de amplificatorul de eroare, care acţionează asupra tranzistorului. Numele de stabilizator cu element regulator serie este dat de faptul că tranzistorul este dispus în serie cu sarcina. Cu această structură, tensiunea de ieşire are valoarea:
V_OUT=V_REF*(1+R_1/R_2)
Această tensiune nu poate fi în niciun caz mai mică decât valoarea lui VREF. Stabilizatorul paralel Numele acestui stabilizator vine din faptul că elementul regulator este plasat paralel cu sarcina, ca în figura 3.
Tranzistorul funcţionează ca o rezistenţă de şunt, scurgând la masă excedentul de curent pe care sarcina nu îl consumă, astfel încât să menţină constantă tensiunea la bornele acesteia. Se poate remarca faptul că în absenţa rezistenţei de sarcină RL, alimentatorul debitează un curent constant care, în acest caz, este suportat de T în întregime. Ca şi la stabilizatorul serie, şi în acest caz tensiunea de ieşire este dată de aceeaşi formulă. S-ar putea spune că acest tip de stabilizator, care consumă un curent apreciabil, nu prezintă niciun fel de interes. Un calcul mai complex (neexpus în acest articol) demonstrează însă că acest stabilizator este mai puţin sensibil la variaţiile tensiunii de intrare VINP şi că variațiile sarcinii se repercutează mai puţin asupra intrării decât în cazul stabilizatorului serie. Acest tip de stabilizator este mai utilizat în aplicații particulare, de curent mic și stabilizare foarte bună.
Stabilizatorul în comutație
În acest caz, schema echivalentă a elementului regulator (figura 4a şi figura 4c) este un întrerupător acţionat periodic. Închiderea şi deschiderea acestui întrerupător sunt comandate de un circuit logic, care primeşte comandă de la amplificatorul de eroare. Faţă de cazurile precedente, elementul regulator de putere este un tranzistor care funcționează în comutație (blocat/saturat), comandat de curentul de bază. Acest mod de lucru corespunde la pierderi reduse la nivelul elementului de putere, care poate comanda sarcini mult mai puternice decât alte stabilizatoare. Dezavantajul este că la ieşirea acestui stabilizator tensiunea are o formă discontinuă, mai precis dreptunghiulară, ca în figura 4b. Aceasta este din nou filtrată pentru a obţine o tensiune continuă. Problema se rezolvă mai uşor şi mai eficient decât filtrarea tensiunii de reţea, deoarece frecvenţa de comutare poate fi de ordinul zecilor de kiloherzi. Elementele de filtraj sunt L, C, D din figura 4a. Prezenţa bobinei nu trebuie să descurajeze electronistul amator, aceasta având în general câteva spire.
Acest tip de stabilizator are trei aplicaţii specifice: – pentru sarcini care consumă un curent mare;
– când VOUT > VINP;
– când VOUT este de polaritate opusă cu VINP;
La stabilizatorul în comutaţie, tensiunea de ieşire nu este în relaţie directă cu VREF; VOUT depinde de raportul:
α=t_ON/T
Acesta este raportul dintre timpul de conducţie tON al tranzistorului şi perioada T a semnalului de comandă. Se obţine relaţia:
VOUT = VINP *α;
V_OUT=V_INP*t_ON/T
Variaţia lui α se poate realiza prin două metode:
– T (perioada) constantă şi tON variabil;
– tON constant şi frecvenţa de comandă variabilă.
Fiecare dintre metode prezintă avantaje si dezavantaje.
Cu aceasta, am încheiat prezentarea circuitelor stabilizatoare lineare, reamintindu-vă că date complete puteţi găsi în Catalogul “Circuite integrate de uz general; seria stabilizatoare de uz general pentru alimentarea sistemelor logice şi cu microprocesoare” realizat de firma S.C. “General Electrotehnic Electronic Service” S.R.L.
În următoarele pagini vom prezenta două circuite stabilizatoare în comutaţie, mai des utilizate, împreună cu schemele lor de aplicaţie.
L 296
Este un stabilizator în comutație, de joasă tensiune, produs de firma SGS-Ates, ale cărui caracteristici esenţiale sunt redate mai jos:
– tensiunea de intrare: max. 45V;
– tensiunea de ieşire: 5,1V … 40V;
– curentul maxim de ieşire: 4A;
– precizia tensiunii de referinţă internă: ± 2%;
– randamentul global: 90%;
– frecvenţa de comutație: max. 200kHz.
Capsula este MULTIWATT cu 15 pini, prezentată în figura 5.
Schema bloc internă şi schema tipică de utilizare, date de producător, sunt prezentate în figura 6.
µA 78S40
Este un circuit integrat stabilizator în comutație reprezentativ, fabricat de firmele FAIRCHILD şi MOTOROLA (indicativ UA 78S40P), în capsulă de plastic cu 16 terminale. Schema internă şi configurarea terminalelor sunt redate în figura 7.
Caracteristicile electrice esenţiale sunt următoarele:
– tensiunea de intrare: +2,5 V … +40 V;
– curentul consumat în gol: 5 mA;
– curentul consumat de amplificatorul operațional: 0,5 mA;
– tensiunea internă de referinţă: 1,25 V;
– curentul maxim prin dioda internă: max. 1,5 A;
– curentul maxim comutat prin tranzistorul intern: max. 1,5 A;
– tensiunea diferențială de intrare la amplificatorul operațional: max. ± 30 V;
– rezistența termică joncţiune-mediu ambiant: 72 °C/W;
– puterea maximă disipată pe integrat: max. 1,5 W.
După cum se observă din schema internă, oscilatorul furnizează semnalul de comandă pentru circuitele care pilotează tranzistorul intern de comutație compus, de tip Darlington. Frecvența oscilatorului se fixează conectând un capacitor extern, CT, între terminalul cu acelaşi nume şi masă. Dimensionarea capacitorului se face cu relaţia; CT [µF] = 4,5 * 10-4 * tOFF [µs], în care tOFF este durata de blocare a tranzistorului comutator. Factorul de umplere al impulsurilor furnizate este fixat intern la circa 90%. Un circuit limitator curent compensat termic sesizează mărimea curentului prin comutator şi reduce durata impulsurilor (tON). Astfel, factorul de umplere se reglează pentru o formă de undă de comandă optimă, prin fixarea unei limite maxime pentru curentul de vârf IPEAK, conectând între terminalele VCC şi IPKS un rezistor extern RSC, determinat de relaţia:
RSC [Ω] = 0,33 V/IPK [A]
Prin această reducere a factorului de umplere se asigură totodată protecţia tranzistorului comutator.
Referinţa de tensiune internă furnizează VREF = 1,25V şi un curent IREFmax = 10mA. Performanţele de stabilizare sunt excelente.
O fracţiune din tensiunea de ieşire se compară cu tensiunea de referinţă prin intermediul unui comparator (amplificator de eroare) cu amplificarea în buclă deschisă foarte mare. Când tensiunea de ieşire VOUT devine prea mare, ieşirea comparatorului cade la masă ceea ce face ca ieşirea porţii ŞI să rămână în “0 logic”. Deci, ieşirea Q a bistabilului de tip “‘latch” rămâne în “0 logic”, blocând comutatorul, indiferent de semnalul livrat de oscilator. Bistabilul rămâne blocat până când tensiunea VOUT revine la valoarea iniţială.
Comutatorul în configurație Darlington poate pilota curenti de ordinul a 1,5A şi rezistă la tensiuni VCE0 = 40V. Accesul la emitorul şi colectorii separaţi ai tranzistorilor din configuraţia Darlington permite optimizarea conectării comutatorului. Când tranzistorul este cu ambele colectoare scurtcircuitate, tensiunea de saturație este VSAT = 1,1V. Dacă se separă colectorii, căderea de tensiune pe comutator când conduce se reduce la 0,5V. Dioda de comutație integrată rezistă la curenţi de ordinul a 1,5A şi tensiuni inverse de 40V.
Amplificatorul operaţional suplimentar este independent de restul circuitului. El se alimentează de la o singură sursă de tensiune pozitivă separată şi poate livra curenţi până la 150mA. Domeniul tensiunii sale de intrare pe mod comun începând de la zero volt, acest AO poate fi utilizat pentru a furniza un al doilea nivel de tensiune de ieşire stabilizată simetric faţă de masă, de polaritate inversă cu primul (aplicaţia din figura 11).
Ca schemă tipică de aplicaţie, fără a utiliza componente active externe, este stabilizatorul de +5V/ 550mA din figura 8.
Tensiunea de intrare de +25V se converteşte într-o tensiune de ieşire de +5V, cu un randament de 79% la IO = 550mA. Pentru IO = 55mA, randamentul de conversie este de 70%.
Un algoritm de calcul al componentelor este următorul:
Nivelul tensiunii de ieşire se fixează cu ajutorul reţelei de reacţie RA, RB, iar dimensionarea lor se face ca şi la stabilizatoarele lineare. Tranzistorul comutator conectat între intrare şi bobină prezintă în conducţie VSAT = 1,6V, valoare care implică tOFF = 60µs, ceea ce asigură respectarea condiţiei tON > 10µs. Capacitorul de ieşire CO = 400µF reduce amplitudinea tensiunii de ondulaţie de ieşire la mai puţin de 25mV.
Pentru a mări randamentul de conversie al montajului, este preferabil să se utilizeze o diodă externă, ca în schema din figura 9.
În aplicaţia din figura 10, stabilizatorul în comutație 78S40 este cuplat cu un convertor cu acumulare de tensiune, cu inversarea polarităţii.
Deoarece emitorul tranzistorului comutator intern (terminalul SWE) nu trebuie să coboare sub potenţialul masei, se utilizează un tranzistor extern de tip pnp. Rezistorii RE şi RD polarizează acest tranzistor şi limitează curentul prin tranzistorul intern. Nu se utilizează dioda integrată, ci o diodă externă, D1. Capacitorul CT stabileşte frecvenţa oscilatorului la aproximativ 22kHz, cu tOFF = 30us. Curentul minim absorbit la intrare este de 2,75mA, iar curentul de vârf prin comutator este limitat la 0,96A. Tensiunea de intrare de ±12V este convertită în tensiune de ieşire de -15V, cu un randament de putere de 93% pentru I0M = 0,20A (iar pentru IO = 0,1 * IOM, randamentul de transfer al puterii este 90%).
Amplificatorul operațional independent din integrat admite tensiuni pe mod comun mai mari de 0V. Este utilizat pentru a furniza, prin intermediul reţelei de reacţie RA şi RB, o tensiune de aceeaşi polaritate cu VREF, la intrarea inversoare a comparatorului.
Acest stabilizator în comutație poate fi utilizat ca stabilizator dual cu urmărire, ca în aplicația din figura 11. În principiu, se adaugă un amplificator operațional care să furnizeze un al doilea nivel de tensiune de ieşire.
Schema este asemănătoare cu cea din figura 10. Ca deosebire, la stabilizatorul dual, amplificatorul operaţional independent este folosit pentru a furniza tensiunea pozitivă, care urmăreşte variațiile celei negative, prin divizorul rezistiv RA şi RB. Tensiunea de intrare este VINP = +20V, iar tensiunile de ieşire sunt VOUT1 = + 15V şi VOUT2 = – 15V, având randamentele de conversie η1 = 75% (ca stabilizator linear) şi η2 = 85% (stabilizator în comutație), pentru curenți de ieşire IOM = 100mA.
Schema din figura 12 este o aplicație de stabilizator în comutație, ridicător de tensiune.
Frecvenţa impulsurilor de comandă este de cca. 9,5kHz (CT = 10nF; ton = 73µs; tOFF = 30µs). Separarea colectorilor la tranzistoarele de comutație interne reduce VSAT la valoarea de 0,5V. RC limitează curentul de comandă al celui de-al doilea tranzistor la 50mA.
Tensiunea de intrare este VINP = +15V, cu un randament de 80% la I0M = 550mA (78% la I0 = 0,1* I0M); Vripple < 25mV.
În încheiere, vă prezint trei scheme simple de aplicație ale acestui stabilizator în comutație:
– figura 13 – stabilizator cu inversare: VINP= +5V; VOUT = -5V; recomandat pentru scheme mici cu controller;
– figura 14 – stabilizator ridicător de tensiune: VINP = +10V … +12V; VOUT = +12,5V; recomandat pentru programator de EPROM;
– figura 15 – stabilizator de +5V / 150mA, alimentat la baterii:
VINP = +3V …+ 15V (maxim!);
VOUT = +5V; recomandat pentru aparatură digitală portabilă.
Articol publicat in revista RET nr, 19
