Stabilizatoare în regim de comutaţie – Tipuri reprezentative

4.5.3. Tipuri reprezentative

Din multitudinea de tipuri de regulatoare de comuta­ţie, fabricate în prezent, este dificil de selectat un tip re­prezentativ. Fiecare tip oferă diverse facilităţi care dau o notă de particularitate aplicaţiilor sale. Pentru prezen­tare s-au ales circuitele µA 78S40 (Fairchild) şi SG 1524 (Silicon General), deoarece structura lor simplifică descri­erea aplicaţiilor şi versatilitatea lor este maximă.

Circuitul integrat µA 78S40 (fig. 4.95) conţine supli­mentar faţă de alte tipuri de regulatoare de comutaţie un amplificator operaţional şi o diodă de comutaţie.

Oscilatorul furnizează semnalul de comandă pentru circuitele care dirijează tranzistorul comutator compus dintr-un Darlington Q₁, Q₂. Frecvenţa oscilatorului se fi­xează conectînd un capacitor extern C_T într-un terminal cu acelaşi nume şi masă. Dimensionarea capacitorului se face prin relaţia:

C_T[µF]=4,5 x 10^-4t_off[µs]                                  (4.117)

unde, t_off — durata de blocare a tranzistorului comutator. Factorul de umplere al impulsurilor furnizate este fixat intern la circa 90%. Un circuit limitator de curent com­pensat termic sesizează mărimea curentului prin comuta­tor şi reduce durata impulsurilor (t_on). Astfel, factorul de umplere se reglează pentru o formă de undă de comandă optimă, prin fixarea unei limite maxime pentru circuitul de vîrf I_PK, conectînd între terminalele V_CC şi un rezistor extern R_SC, dimensionat cu relaţia:

R_SC = 0,33 V/I_PK                                                       (4.118)

Prin această reducere a factorului de umplere se asi­gură totodată şi protecţia tranzistorului comutator.

Referinţa de tensiune furnizează o tensiune V_REF =1,3 V şi un curent I_REF de maximum 10 mA. Perfor­manţele de stabilizare prezentate sînt excelente.

O fracţiune din tensiunea de ieşire se compară cu ten­siunea de referinţă prin intermediul unui comparator (am­plificator de eroare) cu amplificare în buclă deschisă mare. Cînd tensiunea de ieşire V₀ devine prea mare, ie­şirea comparatorului cade la masă ceea ce face ca ieşirea porţii S să rămînă în starea JOS. Ca urmare, ieşirea Q a bistabilului de tip latch rămîne în starea JOS, blocînd comutatorul (Q₁, Q₂) indiferent de semnalul livrat de osci­lator. Bistabilul rămîne blocat pînă cînd tensiunea V₀ re­vine la valoarea iniţială.

Comutatorul realizat cu o configuraţie Darlington poate manipula curenţi de ordinul 1,5 A şi rezistă la ten­siuni V_CEO=40 V. Accesul la emitorul şi colectorii sepa­raţi ai tranzistoarelor ce alcătuiesc configuraţia Darling­ton permite optimizarea conectării comutatorului.

Cînd comutatorul se utilizează cu ambele colectoare scurtcircuitate, tensiunea de saturaţie este V_S=l,l V. Dacă se separă colectorul tranzistorului de comandă Q₁ de cel al tranzistorului comutator Q₂, căderea de tensiune pe comutator cînd conduce se reduce la 0,5 V.

Dioda de comutaţie D trebuie să reziste la curenţi în direct de 1,5 V şi la tensiuni inverse de 40 V.

Amplificatorul operaţional suplimentar este indepen­dent de restul circuitului. El se alimentează de la o sin­gură sursă de tensiune pozitivă separată şi poate livra la ieşire curenţi pînă la 150 mA. Domeniul tensiunii sale de intrare pe mod. comun începînd de la 0 V, acest amplifi­cator operaţional poate fi utilizat pentru a furniza un ai doilea nivel de tensiune de ieşire stabilizată simetric faţă de masă (de polaritatea inversă cu primul).

Regulatorul de comutaţie µA 78S40 poate funcţiona cu o tensiune de intrare între 2_;2 … 40 V, curentul con­sumat în gol nedepăşind cîţiva mA. Aceste caracteristici îl recomandă pentru aplicaţii în aparatura portabilă.Facilitatea de a comanda în contratimp două tranzis­toare comutator Q_A, Q_B oferită de regulatorul de comuta­ţie SG 1524 (fig. 4.96), permite utilizarea sa în combina­ţie cu oricare tip din convertoarele c.c.—c.c. descrise.

Oscilatorul integrat în circuit conţine un generator de curent constant I care se programează prin conectarea unui rezistor extern R_T între terminalele R_T şi MASA, în domeniul 30 µA… 2 mA în conformitate cu relaţia:

I = 3,6 V/R_T                                               (4.119)

Acest curent încarcă un condensator extern C_T conec­tat între terminalul cu acelaşi nume şi masă. Pe conden­sator se obţine o tensiune liniar variabilă crescătoare, care, cînd atinge o valoare limită fixată intern, comandă blocarea generatorului de curent I. Condensatorul C_T se descarcă rapid. Pe durata descărcării la ieşirea oscilato­rului se generează un impuls dreptunghiular, utilizat pentru:

— comanda intrării de tact a circuitului basculant bistabil (flip-flop);

— blocarea simultană a tranzistoarelor comutator Q_A, Q_B pe durata tranziţiilor interne (este suficient ca cel pu­ţin una din intrările unui circuit SAU—NU să fie în in­trarea SUS pentru ca la ieşire să se asigure starea JOS);

— comanda sincronizării stabilizatoarelor sclav cînd se foloseşte un sistem de alimentare cu mai multe stabili­zatoare în comutaţie.

Circuitul basculant bistabil furnizează comanda în con­tratimp, prin intermediul porţilor SAU—NU, a tranzis­toarelor de ieşire Q_A, Q_B. Pentru a împiedica cele două tranzistoare să conducă simultan pe durata tranziţiei ie­şirilor Q şi Q; impulsul de ieşire al oscilatorului înhibă porţile SAU—NU. Sistemul este eficient atîta vreme cît durata impulsului de inhibare este mai mare decît timpul de întîrziere al semnalului prin circuitul bistabil. Se ob­servă că în comutarea tranzistoarelor Q_A, Q_B apare un timp mort. O durată de 0,5 µs pentru lăţimea impulsuri­lor se consideră suficientă. Acest mod de operare limitează inferior domeniul de valori pentru condensatorul C_T. De­oarece timpul său de descărcare este mult mai mic de­cît timpul de încărcare, perioada impulsurilor livrate de oscilator se poate aproxima cu expresia:

T=C_tR_t                                                      (4.120)

Dacă din diverse motive pentru C_T se folosesc capacitoare de valori mici, durata impulsurilor de la ieşirea oscilatorului se va lăţi prin conectarea unui capacitor în­tre terminalul IEŞIRE OSC şi MASA, de ordinul 100 pF.

Limita superioară a domeniului de valori pentru capacitorul C_T este dată de factorul de umplere maxim ac­ceptabil în aplicaţie. Uzual C_T ia valori în domeniul 1 … 100 nF.

Pentru sincronizarea cu un semnal de tact extern, pe terminalul IEŞIRE OSC, se aplică impulsuri cu amplitu­dinea de circa 3 V (impedanţă de ieşire a oscilatorului ≈ 2 kΩ). Frecvenţa oscilatorului propriu circuitului inte­grat se fixează la o valoare ceva mai mică decît a semna­lului de sincronizare.

Sistemele de alimentare cu mai multe stabilizatoare de comutaţie cu SG 1524 se construiesc pe principiul „stă- pîn-sclav”.

Frecvenţa şi durata impulsurilor furnizate de oscila­torul „stăpînului” se proiectează mai mari decît cele ale „sclavului”. Pentru frecvenţă un raport de 1,1 :1 este su­ficient. Pentru durata impulsurilor de obicei se impune:

C_T(sclav)=0,5 C_T(stăpîn)                                   (4.121)

Sincronizarea pe frecvenţa stăpînului se obţine prin simpla conectare împreună a tuturor terminalelor de ie­şire din oscilatoare.

Amplificatorul de eroare compară o fracţiune din ten­siunea de ieşire cu o fracţiune din tensiunea de referinţă furnizată de un stabilizator intern. El este un amplifica­tor diferenţial de transconductanţă, caracterizat printr-o rezistenţă cie ieşire de ordinul a 5 MΩ. Amplificarea de tensiune în buclă deschisă la joasă frecvenţă se poate fixa printr-un rezistor extern R_L conectat între ieşirea sa (ter­minalul COMP) şi masă, conform relaţiei:

A_v=g_mR_L=2 x 10^-3R_L                                          (4.122)

Caracteristica amplificare în buclă deschisă-frecvenţă prezintă un pol la o frecvenţă de aproximativ 200 Hz şi o bandă de frecvenţă la cîştig unitar de 5 MHz. Cu aju­torul acestor date se poate determina uşor reţeaua optimă de compensare a fazei, care se cuplează între terminalul COMP şi masă.

O altă utilizare a acestui terminal constă în supraco- manda amplificatorului de eroare, prin absorbirea unui curent de 200 µA cu ajutorul unui circuit extern. Ca efect, ieşirea comparatorului comută în starea SUS, ceea ce conduce la blocarea tranzistorului comutator Q_A, Q_B.

Aceeaşi funcţie se poate obţine dacă la intrarea circui­tului de tăiere (terminalul SD) se aplică un semnal de ni­vel ridicat.

Stabilizatorul de tensiune intern furnizează o tensi­une de 5 V folosită pentru alimentarea celorlalte blocuri funcţionale. El se poate folosi ca stabilizator de tensiune independent pentru alte circuite externe. Dacă se doreşte un curent de ieşire rhai mare de 50 mA se va adăuga un tranzistor extern de tip PNP.

Comparatorul dfe tensiune este blocul funcţional care realizează modularea duratei impulsurilor de comandă a tranzistoarelor Q_A, Q_B. El compară semnalul de eroare furnizat la ieşirea amplificatorului de eroare (proporţio­nal cu variaţia tensiunii de ieşire a stabilizatorului) cu semnal de tensiune liniar crescătoare cules pe capacitorui C_T. Cît timp nivelul primului semnal este mai mare decît al celui de-al doilea, ieşirea comparatorului este în sta­rea JOS. Cum pe durata încărcării condensatorului C_T ie­şirea oscilatorului intern se află şi ea în starea JOS, re­zultă că la unul din circuitele SAU—NU toate intrările vor fi în această stare. Ca urmare, ieşirea porţii logice va comuta în starea SUS şi va deschide tranzistorul comuta­tor aferent pe durata cît se_: respectă condiţia dintre nive­lele semnalelor de la intrările comparatorului.

La căderea semnalului pe condensatorul C_T, impulsul furnizat la ieşirea oscilatorului blochează tranzistorul des­chis şi modifică stările pe ieşirile circuitului bistabil. Astfel, la următorul impuls de tensiune liniar crescătoa­re, se îndeplinesc condiţiile de deschidere a celuilalt comutator.

Se observă faptul că frecvenţa impulsurilor pe un co­mutator este jumătate din frecvenţa oscilatorului. Facto­rul de umplere al impulsurilor pe un comutator poate varia de la 0% la maximum 45%. Extinderea domeniului pentru factorul de umplere pînă la 90% se poate realiza conectînd în paralel cele două tranzistoare de ieşire.

Fiecare tranzistor de ieşire este prevăzut cu:

• circuit de limitare a curentului de colector la 100 mA;
• circuit antisaturaţie pentru a îmbunătăţi răspunsul;
• acces atît la colector cît şi la emitor pentru a pu­tea comanda tranzistoare externe PNP şi NPN.

Tensiunea colector-emitor la un curent de 50 mA nu depăşeşte 2 V.

Circuitul de limitare blochează ambele tranzistoare de ieşire cînd tensiunea aplicată între terminalele CL+ şi CL— depăşeşte 220 mV. Acest circuit prezintă o tensiune pe mod comun maxim admisă de ±1 V şi un pol la cir­ca 300 Hz în caracteristica amplificare-frecvenţă. El se utilizează în realizarea diverselor circuite de protecţie.

Curentul consumat în gol de regulator este mai mic de 10 mA.