Articole electronica, kituri, scheme
Carti

Stabilizatoare în regim de comutaţie – Aplicaţii

4.5.4. Aplicaţii

Regulatoarele de comutaţie descrise, combinate cu di­verse tipuri de convertoare de tensiune c.c.—c.c. permit construirea unei largi varietăţi de stabilizatoare de tensiu­ne în comutaţie. în proiectarea lor, o atenţie deosebită se acordă frecvenţei de comutaţie şi factorului de umplere în condiţii de funcţionare în regim permanent. Optimizarea duratelor ton şi se face în funcţie de tensiunile de in­trare şi ieşire, căderile de tensiune pe comutator şi diodă şi de inductanţa bobinei. Valorile alese pentru cei doi timpi, determină, atît eficienţa transferului de putere cît şi eforturile la care sînt supuse componentele din conver­torul de tensiune c.c.—c.c. O dimensionare incorectă a acestora poate conduce la autodistrugerea stabilizatorului (ton mult prea lung).

Stabilizatorul coborîtor de tensiune din fig. 4.97, uti­lizează un convertor direct de tensiune c.c.—c.c. Tensiu­nea de intrare de 25 V se converteşte la ieşire într-o ten­siune de 5 V cu o eficienţă de 79% la î0=IOM  (70% la i0=0,l IOM). Nivelul tensiunii de ieşire se fixează cu aju­torul reţelei de reacţie RA, RB. Dimensionarea rezistoarelor RA, RB se efectuează într-o manieră similară cu cea pre­zentată în paragraful dedicat stabilizatoarelor de tensiu­ne de uz general. Tranzistorul comutator (Q1, Q2) conectat între intrare şi bobină prezintă în conducţie o ten­siune de VS = l,6 V, valoare care implică toff =60 µs, ceea ce asigură respectarea condiţiei ton >10 µs. Capacitorul de ieşire C0= 400 µF, reduce amplitudinea tensiunii de on- dulaţie la ieşire la mai puţin de 25 mV. Curentul maxim debitat la ieşire s-a limitat la circa 550 mA.

Curentul de ieşire se poate mări adăugind un tranzis­tor de comutaţie extern de putere mai mare. Această teh­nică se ilustrează în fig. 4.98, unde ca regulator de comu­taţie se utilizează circuitul integrat SG 1524. Tranzisto­rul compus extern (Q1, Q2, RF, RG) capabil să comute curenţi mai mari de 2 A, asigură la ieşirea stabilizatoru­lui un curent de maximum 1 A. Rezistorul RE limitează curentul de comandă al bazei tranzistorului compus.

Tranzistoarele comutator interne QA, QB avînd colec­torii şi emitorii scurtcircuitaţi formează un comutator co­mandat la o frecvenţă egală cu a oscilatorului intern (l6,6 kHz). Factorul de umplere se poate varia pînă la 90%.

Nivelul tensiunii de ieşire V0 se fixează prin divizarea tensiunii de referinţă (RA, RB) la un nivel de 2,5 V şi prin reţeaua de reacţie RC, RD. Prezenţa bobinei la ieşire im­pune compensarea în frecvenţă a amplificatorului de eroare printr-o reţea RC.

Rezistorul RSC fixează valoarea de vîrf a curentului prin comutator (bobină) la 2 A.

În stabilizatorul inversor de polaritate din fig. 4.99, regulatorul de comutaţie µA 78S40 se combină cu un con­vertor cu acumulare de tensiune c.c.—c.c.

Deoarece emitorul tranzistorului comutator intern (terminalul E) nu are voie să coboare sub potenţialul masei se recurge la un tranzistor extern Q. Rezistorii RE, RD polarizează tranzistorul Q şi limitează curentul absorbit în comutatorul extern (Q1, Q2).

Acelaşi motiv face imposibilă folosirea diodei interne D şi, ca urmare, se apelează la o diodă externă D1.

Capacitorul Cr stabileşte frecvenţa oscilatorului la aproximativ 22 kHz (toff = 30 µs). Curentul de vîrf prin comutator s-a limitat la 0,96 A, curentul mediu absorbit la intrare este minim 2,75 mA.

Tensiunea de intrare este convertită la ieşire într-o tensiune negativă de —15 V, cu o eficienţă a transferului de putere de 93% pentru i0=IOM (90% pentru i0 0,1 IOM ). Curentul maxim absorbit la ieşire este IOM = 200 mA.

Amplificatorul operaţional independent din circuitul integrat, admiţînd tensiuni pe mod comun cu începere de la 0V, se utilizează pentru a furniza, prin intermediul reţelei de reacţie RA, RB, o tensiune de aceeaşi polaritate cu VBEF = 1,3 V, pe intrarea inversoare a comparatoru­lui (IIC).

Cînd la ieşire se solicită tensiuni de polaritate inver­să, mai mică în modul decît tensiunea de intrare şi cu­renţi de ordinul zecilor de mA se poate utiliza o schemă electrică fără bobină. în fig. 4.100 regulatorul de comu­taţie SG 1524 se combină cu un convertor de tensiune c.c.—c.c. cu acumulare, realizat pe baza unui multiplica­tor capacitiv.

În secvenţa cînd QA este deschis şi QB blocat, D2 este direct polarizată şi capacitorul C1 se încarcă. Dioda D3, fiind invers polarizată, separă capacitorul C1 de ieşire.

În secvenţa următoare QA se blochează, QB se deschi­de. Tensiunea de pe capacitorul C1 polarizează invers dio­da D2. Capacitorul C1 se descarcă pe capacitorul C0 tran­zistorul QB şi dioda D3.

Pentru valorile capacitoarelor din figură, curentul ma­xim debitat la ieşire este de 20 mA.

Absenţa inductanţei la ieşire elimină necesitatea reţelei de compensare în frecvenţă RC, capacitorul C0 fiind su­ficient pentru a asigura stabilitatea.

Frecvenţa impulsurilor de comandă a comutatoarelor este de circa 25 kHz. Şi în acest circuit nivelul tensiunii de ieşire se fixează divizînd tensiunea de referinţă (RA, RB) şi apelînd la o reţea de reacţie RC, RD. Dimensiona­rea acestor rezistoare se face cu uşurinţă pe baza unor relaţii prezentate in paragrafele precedente (vezi § 4.2.1.). Pentru valorile rezistoareior din figură, stabilizatorul converteşte o tensiune pozitivă de +12 V într-o tensiune negativă de —5 V.

Regulatoarele de comutaţie pot fi folosite în construi­rea stabilizatoarelor duale de tensiune.

O modalitate constă în adăugarea unui amplificator operaţional care să furnizeze un al doilea nivel de ten­siune de ieşire. În acest caz, stabilizatorul dual obţinut va fi cu urmărire.

Tehnica de mai sus se ilustrează în fig. 4.101. În prin­cipiu, schema electrică este similară cu schema stabiliza­torului inversor de polaritate, din fig. 4.99. Deosebirea constă în faptul că, de astă dată, amplificatorul operaţio­nal independent este utilizat pentru a furniza nivelul de tensiune pozitivă, care urmăreşte variaţiile celui de ten­siune negativă (reţeaua de reacţie RA, RB). Tensiunea de control aplicată pe intrarea inversoare a comparatorului se obţine divizînd tensiunea de ieşire pozitivă prin divi­zorul rezistiv RF, RG.

Stabilizatorul converteşte tensiunea de intrare VI = 20 V în două nivele de tensiune de ieşire simetrice de ±15 V, cu o eficienţă a transferului de putere de 80% (75Vo pentru ieşirea pozitivă, 85% pentru cea negativă la curenţi de ieşire i0=IOM=100 mA.

Această tehnică se poate aplica oricărui tip de regula­tor de comutaţie integrat, folosind un amplificator ope­raţional extern.

O altă modalitate de construire a unui stabilizator dual de tensiune constă în utilizarea unui transformator ele comutaţie cu priză mediană în secundar (fig. 4.102). Comutatoarele interne conectate în paralel comandă un tranzistor de putere extern Q de tip NPN. Reţeau RC conectată în paralel pe primarul transformatorului limi­tează vîrfurile de tensiune care apar în timpul comutaţiei. Alegînd un raport de transformare corespunzător se pot obţine tensiunile de ieşire dorite (redresate şi filtrate prin D1,  D2, C0).

Nivelul tensiunii pozitive de ieşire (şi implicit al ce­lei negative) se controlează prin compararea tensiunii fur­nizate de reţeaua de. reacţie RC, RD cu tensiunea de re­ferinţă divizată prin RA, RB. Prin urmare, circuitul are la bază un stabilizator ridicător de tensiune, realizat cu un convertor de tensiune c.c.—c.c. cu acumulare.

Folosirea transformatorului de comutaţie aduce în sce­nă un fenomen nou. Dacă factorul de umplere al impulsu­rilor este prea mare, miezul transformatorului se saturea­ză, curentul prin primar creşte şi conduce la distrugerea stabilizatorului. Protecţia la saturaţia miezului din trans­formator impune limitarea duratei impulsurilor de co­mandă sau suprimarea acestora.

Tranzistorul Q1 se deschide cînd creşterea curentului din primar provoacă pe rezistorul RSC o cădere de tensiu­ne suficientă. Saturîndu-se, el limitează tensiunea pe in­trarea inversoare a comparatorului la VD3 + VCES, ceea ce conduce la limitarea duratei impulsurilor de comandă.

 

În condiţii de funcţionare normale, dioda D3 se polari­zează invers, îzolînd tranzistorul limitator QL de intra­rea comparatorului. Condensatorul C2 se încarcă prin re­zistorul RE la o tensiune egală cu VI. Acest condensator are roiul să împiedice ieşirea din limitare la comanda unor impulsuri de curent de durată foarte scurtă. De ase­menea, el întîrzie procesul de declanşare a limitării cu durata necesară descărcării sale.Condensatorul C1 compensează în frecvenţă amplifica­torul de eroare.

Rezistorul Rp limitează curentul prin comutatoarele interne.

Se menţionează că tensiunea de intrare trebuie limi­tată la cel mult 6 V, deoarece ieşirea din sursa de tensiune de referinţă interioară (VREF) este conectată direct la in­trare (VI).Figura 4.103 prezintă un stabilizator ridicător de ten­siune realizat cu circuitul µA 78S40 în combinaţie cu un convertor de tensiune c.c.—c.c. cu acumulare.

Pentru valorile componentelor din figură, frecvenţa im­pulsurilor de comandă este de circa 9,5 kHz (ton=73 µs; toff=30 µs). Separarea colectoarelor tranzistoarelor Q1 şi Q2 reduce căderea de tensiune pe comutator la VS = 0,5 V. Rezistorul RC limitează Ia circa 50 mA curentul de co­mandă a bazei tranzistorului Q2.

Stabilizatorul converteşte tensiunea de intrare 5 V, într-o tensiune de ieşire de 15 V, cu o eficienţă a transferului de putere de 80% pentru i0=IOM=555 mA 78% pentru i0=0,l IOM). Amplitudinea tensiunii de ondulaţie este mai mică de 25 mV.


Articole din aceasi publicatie
Subscribe
Notify of
guest

This site uses Akismet to reduce spam. Learn how your comment data is processed.

0 Comments
Inline Feedbacks
View all comments
back to top