Articole electronica, kituri, scheme
Carti

Stabilizatoare în comutaţie construite cu stabilizatoare liniare

4.5.5. Stabilizatoare de comutaţie construite cu stabilizatoare liniare

În momentul scrierii acestei cărţi (1983), în ţară nu se produc regulatoare” de comutaţie integrate. Dată fiind dificultatea procurării unor circuite integrate de acest tip, devine utilă descrierea unor scheme electrice de sta­bilizatoare de tensiune continuă în regim de comutaţie construite pe baza stabilizatoarelor monolitice liniare din producţia indigena.

Comparativ cu stabilizatoarele de comutaţie preceden­te, aceste scheme electrice au o serie de dezavantaje: nu­măr de componente externe mai mare, variaţia frecvenţei de oscilaţie în timpul funcţionării. Totuşi, performan­ţele electrice furnizate, satisfac o gamă largă de aplica­ţii în aparatura electronică. Ele sînt alcătuite dintr-un sta­bilizator liniar de tensiune (de uz general), un convertor c.c.—c.c. coborîtor de tensiune cu bobină, plus circuitele de protecţie aferente (ia scurtcircuitarea ieşirii la masă, la supratensiune la ieşire).

Amplificatorul de eroare, integrat în stabilizatorul li­niar, comandă prin intermediul tranzistorului serie intern un tranzistor comutator extern. Prin aplicarea la frecven­ţe joase a unei reacţii negative se obţine modificarea fac­torului de umplere, controlîndu-se astfel nivelul tensiunii de ieşire. Aplicarea la frecvenţe înalte a unei reacţii pozi­tive determină amplificatorul de eroare să intre în oscila­ţie, motiv pentru care, aceste tipuri de stabilizatoare de comutaţie se numesc autooscilante.

Pe durata funcţionării, frecvenţa de oscilaţie nu este constantă, ci creşte odată cu mărirea tensiunii de intrare sau a curentului prin sarcină.

Se menţionează, de asemenea, o creştere rapidă a frec­venţei de oscilaţie la scăderea curentului prin sarcină sub o anumită limită, cînd tranzistorul serie intern furnizează direct o bună parte din acest curent.

Domeniul frecvenţei de oscilaţie este cuprins între 20 … 100 kHz. Limita inferioară este dictată de creşte­rea gabaritului pentru miezul bobinei la frecvenţe joase. Limita superioară este determinată de creşterea pierderilor de putere în tranzistorul comutator şi dioda convertoru­lui de tensiune c.c.—c.c. odată cu creşterea frecvenţei. În banda de frecvenţe indicată, eficienţa transferului de pu­tere la nivele mici şi mijlocii se menţine la peste 75%. Variaţia sa cu frecvenţa de oscilaţie, fiind mai mică de 10%, se poate neglija în majoritatea aplicaţiilor. La ni­vele mari de putere, eficienţa transferului depinde puter­nic de frecvenţa de oscilaţie, ceea ce impune stabilizarea acesteia.

Convertorul de tensiuni c.c.—c.c. se proiectează în­tr-o manieră care să asigure o funcţionare fără întrerupe­rea curentului prin bobină. Comparativ cu valoarea sa medie (iL), dimensionînd inductanţa bobinei cît mai mare, se urmăreşte reducerea variaţiei acestui curent (ILM—ILm) pe durata ciclului de funcţionare, pentru a nu supra­solicita tranzistorul comutator şi dioda convertorului.

Pe de altă parte, pentru reducerea timpului de răs­puns tranzitoriu la variaţia sarcinii este necesar ca raportul ILMax/iL să fie cît mai mare, ceea ce implică o inductanţă a bobinei mai mică. Optimizarea valorii inductanţei bo­binei se efectuează în funcţie de parametrii tranzistorului şi ai diodei din convertor, menţinînd aceeaşi frecvenţă de oscilaţie, prin modificarea valorii condensatorului de ie­şire C0.

Stabilizatorul de tensiune continuă în regim de comu­taţie prezentat în fig. 4.104 utilizează circuitul integrat ROB305 ca element de control şi comandă a convertoru­lui de tensiune c.c.—c.c. Reţeaua de reacţie negativă RA, RB fixează tensiunea de ieşire între 4,5 .. . 30 V.

Reţeaua de ieşire din sursa de tensiune de referinţă a circuitului este de circa R’=2 kΩ. împreună cu rezistorul RD = 4 MΩ formează reţeaua de reacţie pozitivă aplicată amplificatorului de eroare. Ca urmare a acestei reacţii, pe intrarea neinversoare a amplificatorului apare o va­riaţie de tensiune de amplitudine:

ΔVREF = [R’/(R’+RD)](VI-VCES+VD)                           (4.123)

unde VCES = tensiunea de saturaţie a tranzistorului co­mutator extern QA.

Deoarece variaţia de tensiune s-ar transmite la ieşi­rea stabilizatorului amplificată prin factorul 1 + RA/RB, în paralel cu rezistorul RA s-a conectat un capacior de decuplare CA. Dată fiind valoarea ridicată a frecvenţei de oscilaţie, practic amplitudinea tensiunii de ondulaţie la ieşire va fi ceva mai mare decît ΔVREF.

Rezistorul RC limitează curentul de comandă a bazei tranzistorului comutator QA la aproximativ:

IBMax = (VSE/RC) – (VBEA/600Ω)                                     (4.124)

unde VSE = tensiunea de sesizare a limitării curentului de ieşire al circuitului integrat RGB305.

Capacitorul CB, introdus între terminalul REF şi ma­să, elimină şpiţurile de tensiune , tranzitorii care s-ar transmite prin capacitatea parazită a rezistorului RD la intrarea neinversoare a amplificatorului. Valoarea sa tre­buie limitată la cîteva sute de pF pentru a reduce cît mai mult efectul de integrare a formei de undă din acest nod.

În funcţie de tipul de deschidere ton al tranzistorului comutator şi de durata T a ciclului de oscilaţie, valoarea medie a tensiunii de ieşire verifică relaţia:

V0 = (ton/T) (V1 – VCES)                                            (4.125)

În regim de funcţionare permanent, variaţia curentului prin bobină este aproximativ:

ΔiL=ILM-ILm=V0toff/L                                           (4.126)

unde durata de blocare a comutatorului toff se poate de­termina cu uşurinţă din relaţia (4.126).

Dacă se acceptă un raport K între valoarea maximă a curentului prin bobină şi valoarea sa medie (egală cu IOM):

K= ILM/IOM                                                  (4.127)

rezultă pentru inductanţă valoarea:

L = V0toff/2(K -1)IOM                                            (4.128)

De obicei, raportul K este cuprins între 1,2… 1,6.

Valoarea capacităţii C0 se determină în funcţie de amplitudinea (Vr) tensiunii de ondulaţie admise la ieşire:

C0= (V0/2LVr) : [T (V1 – VCES – V0)/(V1 – VCES)]2                       (4.129)

Relaţiile de mai sus permit dimensionarea componen­telor externe ale stabilizatorului de comutatie. Se menţionează că datorită aproximaţiilor efectuate în deduce­rea lor, între rezultatele experimentale şi cele teoretice apar diferenţe relativ mari. Totuşi, ele constituie un bun punct de plecare în construirea stabilizatorului de comu­taţie descris, urmînd ca prin reglaje de laborator să se corecteze erorile care apar.

Răspunsul tranzitoriu la variaţia curentului de ieşire (ΔI0) al unui stabilizator de comutaţie este mai lent de­cît cel al unui stabilizator liniar. Tensiunea de ieşire pre­zintă o scădere, respectiv o creştere, în funcţie de creşte­rea, respeştiv descreşterea curentului prin sarcină. Tim­pul de revenire (tr) a tensiunii de ieşire la nivelul iniţial, după ce a suferit o variaţie ΔV0 este proporţional cu va­loarea inductanţei L, conform relaţiilor:

tr = [2L/(V1 – VCES – V0)]ΔI0                                      (4.130)

V0 = – L(ΔI0)2/C0 (V1 – VCES – V0)                                  (4.131)

pentru creşterea curentului prin sarcină, respectiv:

tr= (2L/V0)ΔI0                                                            (4.132)

V0 = + L(ΔI0)2/C0 V0                                          (4.133)

Dacă timpii de revenire rezultă prea mari se recurge la reducerea inductanţei L, simultan cu creşterea capa­cităţii C0 şi eventual, la alegerea unui tranzistor comuta­tor şi a unei diode care să suporte curenţi de vîrf mai mari.

La scăderea rapidă a curentului prin sarcină creşterea nivelului tensiunii de ieşire poate distruge echipamentul pe care îl alimentează. Acelaşi efect poate avea şi defec­tarea tranzistorului comutator extern (străpungere) ten­siunea de intrare putînd fi ele cîteva ori mai mare decît cea de la ieşire. Apare evidentă necesitatea unui circuit de protecţie la supratensiune la ieşirea stabilizatorului.

În schema electrică din fig. 4.105, tranzistorul comu­tator extern TA s-a înlocuit cu un tranzistor compus pen­tru a mări curentul maxim de ieşire. Dioda Zener Z, tiristorul T, rezistoarele RF şi RG, capacitorul CB şi siguranţa fuzibilă F constituie circuitul ele protecţie la supra­tensiune. Cînd tensiunea de ieşire depăşeşte semnificativ tensiunea diodei Zener, aceasta intră în străpungere şi aprinde tiristorul. Ca urmare ieşirea se scurtcircuitează şi datorită creşterii curentului prin comutator se arde siguranţa F.Rezistorul RG limitează curentul de poartă, cînd tiris­torul este aprins. Capacitorul CB împiedică aprinderea ti~ ristorului la impulsurile de tensiune de scurtă durată prezente la ieşirea stabilizatorului de comutaţie. Rezisto­rul RF fixează împreună cu dioda Zener nivelul tensiunii de ieşire care declanşează circuitul de protecţie.

Stabilizatorul de comutaţie de tensiune negativă din fig. 4.106 utilizează stabilizatorul liniar ROB304. Rezis­toarele RB, RD formează reţeaua de reacţie pozitivă care determină intrarea în oscilaţie a circuitului. Capacitorul CB joacă acelaşi rol ca în schemele precedente. Rezisto­rul RC limitează curentul maxim de comandă a bazei tranzistorului comutator extern compus (QA, QB, RE, RN). Rezistorul RE se dimensionează la o valoare suficient de mică pentru ca tranzistorul QA să nu fie deschis de curen­tul de polarizare (aproximativ 300 µA) debitat prin ter­minalul V1 al stabilizatorului integrat.

Tranzistoarele QC, QD şi rezistorii RC, RF simulează un iiristor de curent foarte mic (sub 100 µA). La depăşirea pe rezistorul RSC a tensiunii de deschidere a tranzistoru­lui QD prin terminalul COMP se extrage un curent care blochează tranzistorul serie integrat în ROB304. În mo­mentul îndepărtării suprasarcinii circuitul porneşte sin­gur, restabilind nivelul iniţial al tensiunii de ieşire.

Stabilizarea de intrare a circuitului se poate îmbună­tăţi prin înserierea unui capacitor de 0,01 pF cu rezis­torul RD, pentru a separa pe curent continuu intrarea de terminalul AJUST. În caz contrar, variaţiile de joasă frec­venţă ale tensiunii de intrare se pot transmite direct pe intrarea neinversoare a amplificatorului de eroare.

O altă tehnică de protecţie la suprasarcină se prezin­tă în fig. 4.107. Acest stabilizator, construit cu circuitul integrat ROB723, furnizează tensiuni de ieşire mai mici decît Vref = 7,15 V, intrarea inversoare fiind conectată direct la ieşire (rezistorul RH echilibrează curenţii de pola­rizare la intrare ai amplificatorului de eroare). Cu aju­torul unei reţele de reacţie negativă adecvată se pot ob­ţine şi nivele de tensiune de ieşire mai mari decît tensiu­nea de referinţă.Rezistoarele RC + RA//RB şi RD formează reţeaua de reacţie pozitivă aplicată amplificatorului de eroare. Tran­zistorul comutator extern compus (QA, QB, RE) se polari­zează prin divizorul rezistiv RF, RG, conectat la colectorul tranzistorului serie integrat în ROB723.

Tranzistorul limitator de curent Q10 se utilizează pentru a sesiza căderea de tensiune VRSC pe rezistorul RSC în stabilizatoarele liniare:

VRSC=VSE + (V1 – VCEmin – V0)RN/(RM + RN)                           (4.134)

Curentul maxim prin bobină va fi:

ILM = (VSE/RSC) + [(V1 – VCE1min – V0)/RSC] : [RN/(RM + RN)]                 (4.135)

Dacă RM=RN este de ordinul kΩ, curentul prin divizor este neglijabil faţă de curentul prin bobină. Se reco­mandă ca raportul Rm/Rn să fie în jur de 100. Prin rezistorii RM + RN, reacţia pozitivă îşi continuă acţiunea, chiar în condiţii de scurtcircuitare a ieşirii la masă, menţinînd regimul de oscilaţii. Această manieră de limitare a curen­tului previne supraîncălzirea tranzistorului comutator în cazul cînd ROB 723 ar intra în funcţionare liniară.

Se menţionează că ROB 723 poate fi utilizat şi în con­strucţia stabilizatoarelor de tensiune negativă în regim de comutaţie.

După cum s-a arătat anterior, la stabilizatoarele de comutaţie care furnizează curenţi mari de ieşire (peste 3A) este necesar să se stabilizeze frecvenţa oscilaţiilor semnalului de comandă a comutatorului. Metoda cea mai simplă şi totodată cea mai răspîndită constă în sincroni­zarea stabilizatorului de comutaţie cu un oscilator extern stabil.

În schema electrică din fig. 4.108 s-a renunţat la reac­ţia pozitivă (introdusă prin rezistorul Rd). Semnalul de sincronizare format din impulsuri dreptunghiulare cu amplitudinea de circa 40 mV, furnizat de un oscilator extern se aplică prin intermediul unui circuit de integrare (R, C) pe terminalul REF. Forma de undă pe intrarea nein- versoare a amplificatorului de eroare devine triunghiulară. Factorul de umplere al semnalului de comandă a comutatorului (QA,QB) se controlează prin nivelul de ten­siune furnizat de reţeaua de reacţie negativă (RA, RB) pe intrarea neinversoare (terminalul R). Dacă tensiunea de ieşire creşte, tensiunea pe terminalul R creşte proporţio­nal, durata pe care semnalul de formă triunghiulară de­păşeşte acest nivel se reduce şi ca urmare durata de des­chidere a tranzistorului comutator (ton) scade. Se observă că este vorba de un control prin modularea duratei im­pulsurilor de comandă. Condiţia de funcţionare a acestui sistem de sincronizare este ca amplitudinea tensiunii de ondulaţie pe terminalul R să nu depăşească 1/4 din am­plitudinea formei de undă triunghiulare. în caz contrar, stabilizatorul va oscila pe frecvenţa proprie.Pentru circuitul de integrare se recomandă ca reactanţa capacitivă la frecvenţa de comandă să fie sub 100 Ω (re­zistenţa de ieşire este de 2 kΩ).

În afară de avantajul creşterii eficienţei transferului de putere, sincronizarea stabilizatorului de comutaţie per­mite dimensionarea inductanţei L şi a condensatorului C0 în scopul optimizării timpilor de răspuns tranzitoriu şi al reducerii amplitudinii tensiunii de ondulaţie la ieşire.

Şi în această schemă QC, QD, RF, RG simulează un tiristor utilizat împreună cu rezistorul RSC şi tranzistorul intern Q16 în circuitul de protecţie la suprasarcină.

Fig. 4.109 prezintă un stabilizator de comutaţie ieftin, construit pe baza unui stabilizator de tensiune fixă (cu trei terminale). Bineînţeles, tensiunea de ieşire este iden­tică cu cea furnizată de stabilizatorul liniar.

La pornire, întreg curentul prin sarcină este furnizat de stabilizatorul cu trei terminale. Pe măsură ce curentul de intrare creşte, căderea de tensiune pe rezistorul RE deschide tranzistorul comutator QA, curentul prin bobină creşte. Curentul prin sarcină fiind constant, curentul debi­tat de stabilizatorul liniar scade din ce în ce mai mult şi în consecinţă, tranzistorul QA se va bloca. Reţeaua de re­acţie pozitivă (RD>>RF) introduce un histerezis în tensiu­nea aplicată în intrarea stabilizatorului liniar, care ajută la blocarea sau pornirea acestuia. Amplitudinea tensiunii de ondulaţie la ieşire este mai mare decît la schemele descrise anterior (100 … 200 mV):

VR= [RF /(RD + RF) (V1—VCES+VD)                          (4.136)

Pentru reducerea ei se recomandă conectarea unui capacitor C = 0,1 µF, ca în figură.

Eficienţa transferului de putere poate atinge 80% da­că se minimizează componenta de curent continuu care trece prin. rezistorul RE. În acest scop se recomandă apro­ximarea ei conform relaţiei:

RE = [VBES /(V1—VCES – V0)] : (2L/ton)                   (4. 138)

unde VBES, VCES  sînt tensiuni de saturaţie ale tranzistoru­lui comutator QA.

Relaţiile de proiectare prezentate la începutul para­grafului se pot utiliza şi pentru această schemă.

Pe principiul de schemă expus mai sus s-a construit stabilizatorul de comutaţie din figura 4.110, unde se fo­loseşte stabilizatorul liniar de uz general din generaţia a doua ROB 317. Reţeaua de reacţie negativă RA, RB stabi­leşte nivelul tensiunii de ieşire între 9,8 … 32 V.

Rezistorul RC limitează curentul maxim de comandă a tranzistorului QA. Capacitorul CD = 300 pF reduce frontul crescător, îmbunătăţind viteza de comutaţie.

Această schemă are o aplicaţie deosebită. Ea se poate folosi ca prestabilizator cu urmărire în regim de comuta­ţie pentru un stabilizator de tensiune liniar. Tensiunea, de ieşire a prestabilizatorului se fixează la valoarea mi­nim admisă pentru diferenţa de tensiune intrare-ieşire a stabilizatorului liniar. Conexiunea rezistorului RF la masă se întrerupe şi se cuplează, la ieşirea stabilizatorului li­niar. Ieşirea prestabilizatorului se conectează la intrarea stabilizatorului liniar asigurîndu-se astfel o eficienţă maximă a transferului de putere indiferent de valoarea ten­siunii de intrare.

Schema combinată descrisă asigură optimizarea tutu­ror parametrilor electrici ai stabilizatorului oricare ar fi diferenţa dintre nivelele tensiunii de intrare şi ieşire.


Articole din aceasi publicatie

Leave a Reply

avatar

This site uses Akismet to reduce spam. Learn how your comment data is processed.

  Subscribe  
Notify of
back to top