4.1. Tehnici de circuit pentru stabilizatoarele monolitice
Stabilizatoarele de tensiune cu componente discrete pot fi executate cu uşurinţă, dar prezintă o serie de neajunsuri legate de performanţele de stabilizare şi de gabaritul lor relativ mare. Imperativul miniaturizării aparaturii electronice, performanţele excelente furnizate de stabilizatoarele de tensiune integrate, scăderea continuă a costurilor ca efect al progreselor tehnologice înregistrate în fabricaţia circuitelor integrate, au contribuit la orientarea celor mai mulţi dintre utilizatori spre acest gen de dispozitive.
Majoritatea stabilizatoarelor de tensiune continuă monolitice se construiesc pe baza unei scheme cu reglare automată de tip serie. în principiu, schema electrică nu diferă de schema clasicului stabilizator cu componente discrete. Deosebirea constă în utilizarea unor blocuri funcţionale, în care se apelează la tehnici de circuit relativ mai complexe, pentru a se atinge un nivel de performanţă ridicat. Pentru exemplificare, în fig. 4.1, se prezintă structura unuia dintre cele mai cunoscute stabilizatoare de tensiune continuă monolitice µA 723 (βA 723). Alăturarea schemelor bloc (a), de principiu (b) şi a celei electrice (c), permite identificarea celor trei blocuri funcţionale principale ale stabilizatorului (sursa de tensiune de referinţă, amplificatorul de eroare, elementul regulator serie), precum şi a blocurilor cu funcţionări auxiliare (de protecţie, de polarizare, de pornire). Descrierea în detaliu a circuitului µA 723 se prezintă în paragraful următor.
Cu toate că utilizarea unui stabilizator de tensiune continuă monolitică nu impune ca o condiţie de strictă necesitate studierea structurii blocurilor funcţionale interne,, se consideră că o cunoaştere a tehnicilor de circuit folosite la realizarea acestora, permite o apreciere mai realistă a performanţelor şi limitărilor circuitului integrat,, limitări adesea trecute cu abilitate de producători în planul secund al foilor de catalog.
Revenind la schema bloc din fig. 4.1 a, nivelul tensiunii de ieşire se poate determina cu relaţia:
V0 = [A/(1+Af)] VREF (4.1)
unde:
VREF — tensiunea de referinţă,
A — amplificarea în buclă deschisă a amplificatorului de eroare,
f = RB/(RA+RB) — factorul de reacţie.
Deoarece A >>1, relaţia de mai sus se poate aproxima prin:
V0 = 1/f VREF = (l + (RA/RB)) VREF (4.2)
Ultima relaţie evidenţiază că nivelul tensiunii de ieşire este corelat, prin intermediul factorului de reacţie, cu nivelul tensiunii de referinţă. Un raport V0/VREF mare implică creşterea rezistenţei RA şi reducerea factorului de reacţie f. În consecinţă, variaţiile tensiunii de referinţă se regăsesc amplificate la ieşire (raportul 1/f creşte). Suplimentar, precizia absolută cu care se poate controla tehnologic nivelul tensiunii de ieşire se reduce.
Din cele expuse se deduce că raportul V0/VREF trebuie limitat superior (la stabilizatoarele monolitice de tensiune fixă V0/VREF este de maximum 5). Totodată, se pune în evidenţă necesitatea ca nivelul tensiunii de referinţă să fie practic independent de variaţiile tensiunii de intrare şi ale temperaturii.
Stabilizarea de sarcină se poate aprecia prin expresia:
KL = [(rva+)/βA] : (ΔI0/VREF) ∙ 100% (4.3)
unde:β, rπ — parametri electrici ai tranzistorului serie;
rva — rezistenţa de ieşire a amplificatorului de eroare;
ΔI0 — variaţia curentului de ieşire.
De aici, rezultă faptul că pentru a îmbunătăţi stabilizarea de sarcină este nevoie să se mărească semnificativ amplificarea cu buclă deschisă (A) şi cîştigul în curent (β) al tranzistorului regulator serie. În stabilizatoarele de tensiune continuă monolitice se utilizează amplificări în buclă deschisă de ordinul zecilor de mii, iar pentru elementul regulator serie se recurge la conexiuni Darlington.
Articole din aceasi publicatie