Articole electronica, kituri, scheme
Carti

Stabilizatoare de tensiune – Surse de tensiune de referinţă

4.1.1. Surse de tensiune de referinţă

Datorită influenţei directe asupra nivelului tensiunii de ieşire, asupra coeficientului de temperatură al acesteia şi asupra stabilizării de intrare, sursa de tensiune de refe­rinţă se consideră cel mai important bloc funcţional din stabilizator. Tensiunea de referinţă trebuie să îndepli­nească următoarele condiţii:

  • stabilitate la variaţia tensiunii de intrare,
  • stabilitate la variaţia temperaturii,
  • reproductibilitate tehnologică a valorii nominale în limite strînse de la un dispozitiv la altul.
  • stabilitate în timp,
  • componentă de zgomot redus.

Schemele electrice ale surselor de tensiune de refe­rinţă din stabilizatoarele integrate monolitice se realizează utilizînd fie diode Zener, fie combinaţii de tensiuni bază- emitar înseriate cu diferenţa dintre tensiunile bază-emitor a două tranzistoare, care funcţionează la densităţi de cu­rent de emitor diferite, multiplicată printr-un factor (tip bandă interzisă*).

Referinţe cu diode Zener

În circuitele integrate diodele Zener se obţin în mod uzual prin polarizarea inversă a joncţiunii bază-emitor a unui tranzistor NPN (fig. 4.2).

La un curent de polarizare dat IZ=100 .. . 200 µA, valoarea nominală a tensiunii Zener (VZ) este de 6,2 … 7 V coeficientul său de temperatură este pozitiv ( + 2,2 . ,. + 3 mV/°C) şi depinde de mărimea tensiunii Zener. Coe­ficientul de temperatură al tensiunii bază-emitor (VBE) al tranzistoarelor NPN este negativ (—2,1 … —1,5) mV/°C şi depinde de nivelul curentului de emitor care străbate joncţiunea.

În principiu, rezultă că prin însumarea unei tensiuni Zener cu o tensiune VBE se obţine o sursă de tensiune de referinţă relativ compensată termic.

Sursele de tensiune de referinţă integrate se proiec­tează astfel încît coeficientul de temperatură ai tensiunii de referinţă să fie practic nul.

Fig. 4.3. prezintă schema de principiu utilizată pentru sursa de tensiune de referinţă a stabilizatoarelor de ten­siune continuă ROB 305 (ICCE), LM 100 (National Semi­conductor), L00 5 (S.G.S.) etc.

Dioda Zener se polarizează prin generatorul de curent IZ. Valoarea mare a rezistenţei de ieşire din generator, raportată la valoarea redusă a rezistenţei dinamice a diodei Zener asigură o bună stabilizare de intrare. înserierea dio­dei Zener cu un lanţ de diode polarizate direct asigură compensarea termică a tensiunii de referinţă. Potenţialul în nodul M prezintă un coeficient de temperatură pozitiv, pe cînd potenţialul în nodul N prezintă unul negativ. Ca urmare, pe rezistorul Rm+Rn există un punct al cărui po­tenţial, VREF, va prezenta un coeficient de temperatură teoretic nul.

Notînd cu m, n, numărul diodelor, se poate scrie:

                                                VREF = [VZ-(m+n)VBE] [Rn/(Rm+Rn)] + nVBE                              (4.4)

Presupunînd coeficienţi de temperatură egali pentru rezistenţele Rm şi Rn, din condiţia de coeficient de tempe­ratură nul a tensiunii VREF  se determină raportul:

Rm/Rn = (m+k)/n                                                         (4.5)

 

unde:

                                                          k = -(ΔVZ/ΔT):(ΔVBE/ΔT)                                                    (4.6)

În aceste condiţii;

                                                     VREF = (VZ+kVBE)/(1+(m+k)/n)                                               (4.7)

Valoarea tensiunii de referinţă care se obţine este mai mică decît tensiunea Zener (de obicei VREF<2 V).

Schema electrică din fig. 4.4, asigură nivele de tensiune de referinţă negative, începînd de la cîteva zeci de milivolţi. Ea se utilizează în stabilizatorul ROB 304.

Dioda Zener, polarizată prin generatorul de curent con­stant 1 asigură o tensiune prestabilizată pentru alimenta­rea generatorului de curent constant alcătuit din tranzis­toarele Q2, Q3 şi rezistoarele R1, R2, R3. Curentul constant I3 (insensibil la variaţia tensiunii de intrare) produce pe rezistorul R4 o cădere de tensiune proporţională cu valoa­rea rezistenţei.

VREF = —I3R4                                                           (4.8)

Mărimea curentului I3 se determină cu relaţia:

I3 = (1/I3)—[(VB-VBE1-VBE2-VBE3+λVBE2)/(1+λ)]                           (4.9)

unde:

                                                                            λ=R1/R2                                                           (4.10)

Creşterea tensiunii VZ — VBE1 VBE2 — VBE3 cu tempera­tura se compensează prin scăderea de tensiune furnizată de VBE2. Printr-o dimensionare corespunzătoare a rezistenţe­lor R1, R2, R3 se pot controla coeficienţii de temperatură ai tensiunilor bază-emitor, astfel încît variaţia cu tempe­ratura a curentului I3 să fie teoretic nulă. Ca urmare, ori­care ar fi nivelul tensiunii de referinţă fixat prin rezistorul R4, compensarea sa teoretică este asigurată.

Cele două surse de tensiune de referinţă descrise pre­zintă, o rezistenţă de ieşire de ordinul kΩ, valoare care nu permite curentului furnizat la ieşire să înregistreze variaţii mai mari de cîteva zeci de microamperi. Deficienţa se înlătură prin introducerea diodei Zener în bucla de reacţie a unui amplificator (fig. 4.5).

Amplificatorul este alcătuit din tranzistorul care are în colector generatorul de curent I (sarcină activă). Repetorul pe emitor Q2 separă etajul amplificator de va­riaţiile curentului de ieşire şi asigură reducerea rezisten­ţei de ieşire din sursa de tensiune de referinţă de β2 ori. Rezistorul R1 polarizează, la un curent constant, dioda Zener. Evitarea intrării în oscilaţie la frecvenţe înalte (datorită valorii mari a amplificării) necesită introducerea unei reţele de compensare în frecvenţă, care nu a fost desenată pentru a nu complica figura.Tensiunea de referinţă care se obţine este mai mare decît tensiunea Zener:

VREF=VZ+VBE1                                           (4.11)

Coeficientul de temperatură al tensiunii VBEl se con­trolează prin mărimea curentului furnizat de generatorul î. Pentru a anula variaţia cu temperatura a tensiunii de referinţă se impune echilibrarea coeficienţilor de tempe­ratură ai diodei Zener şi ai tensiunii VBE. Aceasta se ob­ţine folosind o diodă Zener integrată cu tensiunea de circa 6,2 V şi alegînd un curent I de ordinul zecilor de microamperi.

Concepţia de schemă din fig. 4.5 se utilizează în sta­bilizatoarele de tensiune continuă µA 723, MC 1468 etc.

Tehnica de realizare monolitică a diodei Zener face ca schemele analizate să prezinte o serie de deficienţe. Deoa­rece străpungerea se produce în apropierea interfeţei Si-Si02 (vezi fig. 4.6, a), fenomenele de suprafaţă conduc la tensiuni de zgomot relativ mari şi la deteriorarea stabilităţii în funcţionare pe termen lung. În plus, dispersia mare cu care se obţine tensiunea Zener nu permite controlul tehnologic în limite strînse ai tensiunii de referinţă.

Deficienţele semnalate s-au eliminat prin schimbarea tehnicii de realizare monolitică a diodei Zener (fig. 4.6 b).  Într-o zonă de tip P slab dopată, se realizează sub inter­faţa Si—Si02, prin implantare ionică un strat de tip P de concentraţie mare. Difuzia de tip N+ este difuzia de emi tor a tranzistoarelor NPN. Acest tip de diodă este cunoscut în literatura de specialitate sub numele de diodă Zener îngropată.

Străpungerea prin avalanşă se produce la interfaţa N+P+ (unde gradientul de concentraţie este maxim), zonă imună la efectele generate de suprafaţă (interfaţa Si—Si02). Efectul direct constă în ameliorarea substanţială a stabilităţii pe termen lung şi în reducerea zgomotului. Graţie implantării ionice reproductibilitatea tensiunii Ze­ner este mult mai bună.

Trebuie menţionat faptul că dioda Zener îngropată fiind inventată după 1972 nu s-a folosit în construcţia sta­bilizatoarelor de tensiune continuă monolitice uzuale, ci numai în referinţe de tensiune (exemplu LM 199 — Natio­nal Semiconductor).

Referinţe de tip „bandă interzisă”

În stabilizatoarele de tensiune fixă, obţinerea tensiunii de ieşire cu o dispersie rezonabilă a constituit o problemă tehnologică delicată. Sursele de tensiune de referinţă rea­lizate cu diode Zener s-au dovedit inadecvate, deoarece dispersia mare a valorii nominale a tensiunii Zener con­tribuia la o diminuare inacceptabilă a randamentului pe plachetă (procentul de cipuri cu circuite integrate bune din numărul total de cipuri existent pe o plachetă).

În consecinţă, s-a apelat la alte tehnici de circuit, la care tensiunea de referinţă să depindă de parametrii elec­trici uşor reproductibili. Un astfel de parametru este ten­siunea joncţiunii bază-emitor polarizată direct la curent constant. Deoarece tensiunea bază-emitor are coeficientul de temperatură negativ, pentru compensarea termică ea trebuie însumată cu o tensiune, cu un coeficient de tem­peratură pozitiv; această tensiune este dată de diferenţa dintre tensiunile bază-emitor (ΔVBE), a două tranzistoare care funcţionează la densităţi de curent diferite. Diferenţa de tensiune ΔVBE se multiplică înainte de înserierea cu tensiunea VBE, pentru a se putea realiza o echilibrare per­fectă a coeficienţilor de temperatură.

Schema electrică a sursei de tensiune de referinţă a cărei idee de funcţionare a fost descrisă mai sus, cunos­cută sub numele de referinţă tip bandă interzisă se pre­zintă în fig. 4.7. Deoarece această referinţă se bazează pe tensiunea directă bază-emitor, pe generatoare de current constant şi pe rapoarte de rezistenţe, se obţine o bună reproductibilitate tehnologică.Pentru o mai bună înţelegere a funcţionării unei surse de tensiune de referinţă tip bandă interzisă, în cele ce urmează se recurge la cîteva relaţii matematice.

Tensiunea bază-emitor constituie unul dintre cei mai predictibili parametri electrici ai tranzistoarelor bipolare. Cunoscînd valoarea sa, VBE0, măsurată la un curent de colector IC0 şi o temperatură a joncţiunii T0, i se poate determina valoarea în orice condiţii de curent de colector (IC) şi de temperatură a joncţiunii (T) prin relaţia:

              VBE = EG0/q (1 – T/T0) + VBE0 T/T0 + (n-4) kT/q ln T0/T + kT/q ln IC/I0          (4.12)

unde: EG0 reprezintă banda de energii interzise a siliciului la 0°K*,

q — sarcina electronului,

k — constanta lui Boltzman,

T, T0 — temperaturi ale joncţiunii, exprimate în °K.

Pentru densităţi de curent diferite J1, J2, prin joncţiu­nile bază emitor ale tranzistoarelor Q1, Q2, identice sub aspectul geometriei, al profilului de impurităţi şi al tem­peraturii, se obţine o diferenţă de tensiune egală cu:

ΔVBE=VBE1—VBE2=kT/q ln J1/J2                                 (4.13)

Dacă R1>R2, atunci J1>J2 şi tensiunea ΔVBE are un coeficient de temperatură pozitiv. Tensiunea ΔVBE poate avea valori între 50 … 100 mV. Coeficientul său de tem­peratură ia valori între +0,16 . . . +0,32 mV/°K şi este proporţional cu VBE. Pentru a compensa o tensiune VBE (650 mV) al cărui coeficient de temperatură este de circa —2 mV/°C apare evidentă necesitatea amplificării tensiunii ΔVBE. Pentru circuitul din fig. 4.7 se obţine (R2/R3) ΔVBE. Absenţa diodei Zener şi faptul că amplificatorul tensiunii VBE face parte chiar din sursa de tensiune de referinţă reduce foarte mult tensiunea de zgomot.

Înscrierea tensiunii (R2/R3) ΔVBE cu tensiunea VBE3 produce o tensiune care se poate compensa termic:

                               VREF = EG0/q (1 – T/T0) + VBE0 T/T0 + R2/R3 kT/q ln J1/J2**             (4.14)

În domeniul temperaturii de funcţionare a circuitelor integrate, variaţia cu temperatura a lăţimii benzii de ener­gie interzise a siliciului (2,4×10-4 eV/°K), este neglijabilă. Condiţia de coeficient de temperatură nul al tensiunii VREF, aplicată ultimei relaţii, conduce la egalitatea:

                                           EG0/q = VBE0 + R2/R3 kT0/q ln J1/J2                                         (4.15)

Rezultă că dimensionînd corespunzător rapoartele R2/R3  şi J1/J2  se poate obţine pentru VREF un coeficient de tem­peratură teoretic nul. După cum se deduce, dimensionarea acestor rapoarte, deci şi funcţionarea întregului bloc, este strict legată de lăţimea benzii de energii interzise a mate­rialului semiconductor. Din acest motiv, sursele de ten­siune de referinţă construite pe principiul descris mai suâ poartă numele de „tip bandă interzisă”.

Varianta de schemă descrisă furnizează o tensiune de referinţă de aproximativ 1,2 V, valoare improprie pentru a obţine la ieşirea stabilizatorului tensiuni mai mari de 6V. O modalitate de creştere a tensiunii unei referinţe de tip bandă interzisă se prezintă în fig. 4.8.

Păstrînd ipoteza egalităţii ariilor de emitor, pentru tranzistoarele Q1 şi Q2, tensiunea de referinţă se poate aproxima prin expresia:

                          VREF = VBE3 + VBE4 + VBE5 + VBE6 + R2/R3 : kT/q ln R2/R1                    (4.16)

Tensiunea de referinţă se multiplică la ieşirea din sta­bilizator prin factorul 1 + R4/R5. Această variantă de sche­mă se utilizează în seria de stabilizatoare monolitice 7800 (Fairchild).

Fig. 4.9, prezintă alte două modalităţi de realizare a unor surse de tensiune de referinţă tip bandă interzisă.

În circuitele integrate, obţinerea unui raport între den­sităţile de curent prin joncţiunile emitor-bază a două tran­zistoare se realizează uşor forţînd funcţionarea tranzistoarelor la curenţi egali şi dimensionînd corespunzător raportul ariilor de emitor. Acest artificiu de proiectare se aplică în schema clin fig. 4.9, b), pentru care se poate scrie:

                        VREF = VBE2 + R2/R1kT/q (1+ A4/A3) ln (A1/A2 ∙ A4/A3)                    (4.17)

unde: Ai este aria de emitor a tranzistorului Qi.

Sursele de tensiune de referinţă tip bandă interzisă realizate în tehnologii de tip MOS nu au cunoscut o răspîndire comercială suficientă pentru a se justifica o des­criere detaliată a funcţionării lor. Cu titlu informativ, se remarcă utilizarea pentru generarea componentei de ten­siune Vx cu coeficient de temperatură pozitiv, a unor tran­zistoare MOS, care funcţionează în regim de inversie inci­pientă (fig. 4.10).

În acest regim, caracteristica curent de drenă funcţie de tensiunea poartă-sursă a tranzistorului MOS cu canal n poate fi considerată ca echivalentă cu caracteristica cu­rent de colector funcţie de tensiunea bază-emitor a tran­zistorului bipolar. Controlul asupra mărimii tensiunii cu coeficient pozitiv se obţine prin alegerea corespunzătoare a rapoartelor Z/L (Z şi L reprezintă lăţimea, respectiv lungimea canalului) pentru tranzistoarele MOS şi a rapor­tului R3/R4.

 

* Band-gap reference (engl.).

* Măsurări experimentale de precizie, recente, au arătat că EG0 = 1,185 eV şi n = 1 pentru tranzistoarele NPN, respectiv EG0= 1,205 eV şi n=2 pentru tranzistoarele PNP verticale şi late­rale; diferenţa de lăţime a benzii de energii interzise apare ca urmare a unor modificări survenite în reţeaua cristalină datorită dopajului diferit: [30].

** Contribuţia ultimilor doi termini din expresia (4.12) este neglijabilă.


Articole din aceasi publicatie
Subscribe
Notify of
guest

This site uses Akismet to reduce spam. Learn how your comment data is processed.

0 Comments
Inline Feedbacks
View all comments
back to top