Stabilizatoare de tensiune din generaţia a doua

4.2.3. Stabilizatoare de tensiune din generaţia a doua

Caracteristici

Comparativ cu circuitele din prima generaţie, stabili­zatoarele de tensiune continuă de uz general din genera­ţia a doua oferă performanţe electrice superioare (ta­bel 4.2). Suplimentar, prezintă următoarele avantaje:

• conţin integrate circuitele de protecţie (termică, la suprasarcină, funcţionare a tranzistorului serie în aria de siguranţă);
• conţin integrată reţeaua de compensare în frec­venţă;
• în aplicaţii uzuale necesită cel mult trei compo­nente exterioare (2 rezistoare şi un condensator);
• furnizează la ieşire curenţi de ordinul amperilor (fig. 4.51).

Livrate în capsule cu trei terminale (TO-3, TO-5, TO-39, TO-202, TO-220), aceste circuite se montează uşor pe radiatoare dimensionate în conformitate cu ce­rinţele de putere disipată la temperatura maximă de funcţionare admisă.

Curentul de polarizare al sursei de tensiune de refe­rinţă internă se debitează prin terminalul folosit pentru reglarea tensiunii de ieşire; din acest motiv el se numeşte impropriu „curent de ajustare” (I_AI). Acest curent intro­duce în expresia tensiunii de ieşire o componentă de eroare, motiv, ce a determinat reducerea sa prin pro­iectare la 100 µA. Foile de catalog precizează variaţia sa (ΔI_AI) la T_A=25°C, pentru o variaţie specificată a tensiunii de intrare.

Curentul debitat prin terminalul de ajustare nu trebuie confundat cu curentul consumat în gol (I_C); acesta se debitează prin terminalul V_OUT, pe sarcină. Pentru func­ţionarea normală a stabilizatorului este necesară o sar­cină minimă, care să permită scurgerea la masă a unui curent de cel puţin 5 … 10 mA.

Evoluînd pe linia creşterii curentului de ieşire (v. ta­belul 4.2) stabilizatoarele din a doua generaţie au intrat în domeniul dispozitivelor de putere; din acest motiv, o variaţie a puterii intern disipate de cîţiva waţi, creează pe cip un gradient de temperatură care afectează diferit componentele integrate ale circuitului. Tensiunea de ieşire se supune unui nou factor perturbator. Parametrul care dă o măsură a efectului acestei perturbaţii se numeşte „stabilizare termică” — K_θ şi se defineşte prin raportul dintre variaţia procentuală a tensiunii de ieşire şi ampli­tudinea unui impuls de putere P, aplicat stabilizatorului timp de 10 secunde.

K_θ = (ΔV₀ / V₀ΔP) ∙ 100 [%/W]                                               (4.57)

Valoarea tipică a stabilizării termice este de 0,02%/W. Măsurarea ei se efectuează pe durata aplicării impulsului de putere.

Tipuri reprezentative

Circuitul LM 317 (ROB 317) realizat de firma Naţional Semiconductor s-a ales ca tip reprezentativ pentru această familie (fig. 4.52). Tehnicile folosite în aplicaţiile acestui circuit se pot utiliza şi pentru aplicaţiile circuitului LM 337.Generatorul de curent Q_l6, Q₁₈ fixează la 25 µA curen­tul de colector prin tranzistoarele Q₁₇, Q₁₉ (cu arii de emitor diferite), care împreună cu rezistoarele R₁₄ şi R₁₅ alcătuiesc o sursă de tensiune de referinţă de tip bandă interzisă de 1,2 V. Totodată Q₁₇ amplifică orice variaţie de tensiune sesizată între terminalele V_OUT Şi AJ, transferînd-o prin dublul repetor pe emitor, de mare impedanţă de intrare (Q_l5, Q₁₄ — generator de curent, Q₁₃, R₁₃) în baza tranzistorului Q₁₂. Condensatoarele C₁, C₂ compen­sează în frecvenţă amplificatorul, respectiv asigură porni­rea sursei de tensiune de referinţă. Întregul ansamblu se poate reprezenta, simplificat, printr-o diodă Zener, de 1,2 V polarizată la un curent constant I_AJ=50 µA, cuplată la intrarea neinversoare a unui amplificator diferenţial (fig. 4.53).

Ieşirea amplificatorului comandă baza tranzistorului serie compus Q₂₅, Q₂₆, polarizată prin generatorul de cu­rent Q₁₀. Tranzistoarele Q₂₂, Q₂₃ constituie o reţea de reacţie, care compensează variaţia ciştigului în curent a tranzistorului, serie, generată de variaţia curentului de ieşire.

Reţeaua de polarizare a circuitului (Q₃, Q₅, R₉, Q₂, Q₄, Q₈, Q₁₀, Q₁₄) furnizează curenţi stabilizaţi la variaţia ten­siunii de intrare. Circuitul de pornire se compune din tranzistorul cu efect de cîmp cu joncţiune Q₁, dioda Zener Z₁ (limitează curentul de pornire la tensiune de intrare ridicată) şi rezistorul R₆.

Circuitul de protecţie la suprasarcină (Q₂₄, Q₂₁, Q₂₀, R₂₆, R₂₀, R₂₁, R₁₇) stabileşte o limită maximă a cu­rentului de ieşire, independentă de temperatură. C₂ împiedică apariţia unor oscilaţii locale.

Dacă | v₁—V_OUT | > 15V, prin lanţul de diode Z₂, Z₃ în serie cu rezistoarele R₂₃, R₂₄, R₂₅ şi utilizarea unui tran­zistor dublu emitor pentru Q₂₄, tranzistorul serie este constrins să funcţioneze în aria de siguranţă şi să urmă­rească hiperbola de disipaţie maximă. Curentul maxim furnizat la ieşire scade odată cu creşterea diferenţei de tensiune intrare-ieşire.

În circuitul de protecţie termică (T_JM=170°C), Q₆, Q₇, Q₉, furnizează o tensiune de prepolarizare pentru joncţiu­nea bază-emitor a tranzistorului sensor Q₁₁, independentă de fluctuaţiile tensiunii de intrare. Circuitul intră în funcţiune numai dacă | v₁ — V_OUT | >7 V.

Nivelul tensiunii la ieşire se fixează prin două rezistoare exterioare R_A, R_B:

V₀=V_REF [l + (R_B/ R_A)] + R_BI_AJ                                                  (4.58)

unde V_REF=1,2 V; I_AJ  =50 µA.

Folosind tehnici de circuit adecvate, caracteristicile descrise mai sus s-au asigurat prin proiectare şi pentru stabilizatoarele de tensiune negativă din seria LM 337. În fig. 4.54 se prezintă schema electrică funcţională a acestor stabilizatoare.

Tensiunea de ieşire se determină cu o relaţie simi­lară:

V₀= -V_REF [(1 + (R_B/ R_A)] – R_BI_AJ                                   (4.59)

cu deosebirea că V_REF = l,25 V şi I_AJ = 65 µA.

Pentru a obţine stabilizarea de sarcină specificată în foile de catalog, este foarte importantă reducerea rezis­tenţei parazite a firului prin care se conectează termina­lul V_OUT, la nodul de conectare a rezistorului R_A.Protecţii în regim tranzitoriu

Fiabilitatea stabilizatoarelor de uz general din genera­ţia a doua a crescut considerabil prin integrarea circuite­lor de protecţie, care elimină suprasolicitările elementului regulator serie. Aceste protecţii nu asigură însă o imuni­tate la fenomenele tranzitorii.

Utilizarea acestor circuite prezintă cîteva particulari­tăţi, în sensul că, fie nu este necesară introducerea celor trei diode de protecţie (vezi pag. 185), fie că trebuie in­trodusă o diodă suplimentară.

Îmbunătăţirea unor parametri electrici, sau evitarea intrării în oscilaţie a stabilizatorului, solicită folosirea de condensatoare.

Dacă circuitul integrat se montează la o distanţă mai mare de 10 cm de filtrul redresorului, pentru a anihila inductanţa parazită a firelor de conexiune, se va conecta în paralel cu intrarea un condensator C₁ (0,1 … 10 µF).

Condensatorul C₂ se cuplează în paralel pe ieşire fie din motive de compensare în frecvenţă (LM 337), fie pen­tru a îmbunătăţi stabilizarea de sarcină (fig. 4.55). Cînd valoarea sa depăşeşte 25 µF, pentru stabilizatoarele de tensiune pozitivă, sau 20 µF pentru cele de tensiune negativă se va asigura protecţia la scurtcircuitarea intrării la masă prin introducerea diodei D_t. Pentru con­densatoare C₂ de valori mai mici, dioda D₁ nu este nece­sară.

Rejecţia tensiunii de ondulaţie se poate creşte la mai mult de 80 dB conectînd în paralel pe R_B un condensa­tor C₃. La tensiuni de ieşire |V₀| > 25 V şi C₃ > 10 µF scurtcircuitarea ieşirii la masă face ca descărcarea con­densatorului C₃ prin sursa de tensiuni de referinţă in­ternă să devină distructivă. Protecţia se realizează prin introducerea diodei D₂ între terminalele V_OUT  şi  AJ.

Circuite de comandă a decuplării

Tensiunea de ieşire furnizată de sursele de alimentare construite cu stabilizatoare din generaţia a 2-a se pot decupla prin comandă electronică. Deşi circuitele de co­mandă sînt asemănătoare cu cele descrise într-un para­graf anterior (vezi pag. 146), mecanismul de decuplare este diferit.

Pe durata aplicării unui impuls de tensiune pozitivă pe intrarea de comandă (fig. 4.56), tranzistorul Q_A se sa­turează şi şuntează, rezistorul R_B. Tensiunea de ieşire cade la valoarea sa minimă egală cu V_REF + V_CES = 1,3 V*. Se observă că şi în condiţii de cădere a tensiunii de ieşire, sursa poate debita curent prin sarcină.

În fig. 4.57, rezistorul R_C se dimensionează astfel încît la o tensiune pe intrarea de comandă mai mică de 0,8 V să asigure saturarea tranzistorului Q_A, indiferent de va­loarea tensiunii de intrare v₁. Tensiunea pe ieşirea sta­bilizatorului va atinge valoarea maximă egală cu — (V_REF+ V_ECS) = l,35 V. O tensiune de comandă de nivel ridicat determină blocarea tranzistorului Q_A, ceea ce per­mite ieşirii să atingă nivelul fixat prin raportul R_B/R_A.

Faptul că în condiţii de decuplare a ieşirii, sursa li­vrează o tensiune stabilizată (de valoare mică) şi debitează curent prin sarcină, sugerează construcţia schemei elec­trice din fig. 4.58.

Cînd toate intrările de-comandă sînt ia un nivel de tensiune coborît, tranzistoarele Q₁, Q₂,…, Q_n sînt blocate şi tensiunea de ieşire ia valoarea maximă fixată prin ra­portul R_B/R_A.

Aplicarea pe oricare intrare de comandă a unui semnal de nivel ridicat saturează tranzistorul aferent şi cuplează in paralel pe R_B rezistorul din colector. Tensiunea de ie­şire scade corespunzător. Valoarea minimă a tensiunii de ieşire se obţine cînd toate intrările de comandă se află conectate la un nivel de tensiune ridicat:

V_{0 min}  = V_REF  [1+ (R_B /R’)/ R_A )R’ I_AJ  + V_CES [R_B /(R_B + R’)]                          (4.60)

unde R’=R_Bl//R_B2// …//R_BN.

V_CES – tensiunea de saturaţie a tranzistoarelor Q₁…Q_N.

Deşi sursa de tensiune comandată furnizează la ieşire 2^N nivele ,numai N + 1 dintre ele pot fi liniar indepen­dente.

Aplicaţii

Restrîngerea domeniului de aplicaţii al stabilizatoare­lor din a doua generaţie (sursele de tensiune continuă, stabilizatoarele de curent, stabilizatoare cu caracteristică de ieşire dreptunghiulară etc.) este pe deplin compensată prin simplificarea proiectării fiecărei aplicaţii, prin creş­terea performanţelor electrice.

Construcţia unei surse de tensiune reglabilă de la 0 V cu un stabilizator din prima generaţie este o problemă relativ complicată. Modalitatea simplă de rezolvare ofe­rită în fig. 4.59, se bazează pe faptul că circuitul ROB 317 este un stabilizator de tip flotant.

Dioda Zener Z, polarizată prin R_C de la o tensiune nestabilizată V_S^– <0, furnizează un nivel de tensiune nega­tiv (—V_Z), faţă de care ROB 317 stabilizează tensiunea de ieşire.

V₀  = V_REF  [1+ (R_B1 + R_B2)/R_A)] + (R_B1 + R_B2)I_AJ  – V_Z                          (4.61)

Dimensionînd corespunzător rezistorul Rb₂:

R_B2 = [(V_Z – V _REF  )/(R_AI_AJ  + V_REF ) ] R_A                                       (4.62)

rezistorul variabil R_B1 va permite reglarea tensiunii de ieşire de la 0 V la 30 V.

Rezistorul R_C trebuie să asigure atît curentul consu­mat în gol de stabilizator (10 mA) şi curentul de polari­zare a diodei Zener în condiţii de V_S^– minim, cît şi de­sensibilizarea tensiunii de variaţiile tensiunii V_S^–.

R_C = [(-V_S^– + V_{Z min}  )/( V_REF  + R_A(I_Z + I_AJ )) ] R_A                              (4.63)

Rezistorul R_A trebuie să furnizeze un curent de presarcină de cel puţin 10 mA.

R_A ≤ V_REF / 10 mA                                                (4.64)

Dioda Zener se va alege dintre cele cu un coeficient de temperatură cît mai mic.

Debitarea curentului consumat în gol prin sarcină şi valoarea redusă a curentului prin terminalul de ajustare sînt particularităţi care recomandă stabilizatoarele din a doua generaţie pentru construirea unor stabilizatoare de curent de precizie (fig. 4.60).

Mărimea curentului stabilizat de ieşire se controlează prin rezistorul R, între 10 mA şi curentul maxim de ieşire furnizat de circuitul integrat (I_0M).

I₀ = (V_REF /R) +I_AJ                                                (4.65)

Curentul consumat în gol şi curentul debitat prin ter­minalul de ajustare fiind insensibil la variaţia tensiunii de intrare, stabilizarea de intrare de 0,01%/V a curentu­lui I₀ se va menţine aceeaşi, indiferent de nivelul fixat prin R.

Tensiunea minimă necesară pe stabilizatoarele de cu­rent este mai mică de 4 V ceea ce face posibilă folosirea lor ca limitatoare de curent (reglabile) pentru protecţia altor circuite.

Circuitul prezentat în fig. 4.61 se utilizează pentru în­cărcarea acumulatoarelor.

Diferenţa dintre căderile de tensiune pe rezistoarele R_C şi R_A1 (v_ID) se aplică între intrările amplificatorului operaţional ROB 101 (funcţionează pe post de compa­rator):

V_ID = -[R_A1 /(R_A1 + R_A2)]V_REF + R_Ci₀                                    (4.66)

R_A1 << R_A2                                                   (4.67)

Pe durata încărcării acumulatorului tensiunea v_ID fiind pozitivă, ieşirea amplificatorului operaţional va fi la un nivel apropiat de V₀. Tranzistorul Q_A se blochează (dioda electroluminescentă D₁ — stinsă), dioda D₂ este in­vers polarizată.

V₀ = [1 + R_B /(R_A1 + R_A2)] – R_Ci₀                                                           (4.68)

În prima fază a încărcării, curentul I₀ se menţine la 2A datorită circuitului de limitare integrat în LM 317K.

Pe măsură ce acumulatorul se încarcă, tensiunea V₀ creşte, curentul de încărcare i₀ scade. Cînd tensiunea V₀ atinge 14,5 V tensiunea pe R_C a scăzut suficient pentru a inversa polaritatea tensunii v_ID. Ieşirea amplificatorului operaţional cade la circa 1 V faţă de masă, dioda D₂ se polarizează direct şi permite rezistorului R_D să şunteze re­zistorul R_B. Ca urmare, tensiunea pe ieşirea circuitului LM 317K scade la circa 12,5 V şi procesul de încărcare încetează. Totodată deschiderea tranzistorului Q atrage după sine aprinderea diodei de semnalizare D₂.

În cazul descărcărilor ulterioare ale acumulatorului sub 12,5 V, circuitul de încărcare intră în funcţiune auto­mat. Totuşi cînd tensiunea pe acumulator scade foarte lent, intrarea în funcţiune a circuitului de încărcare se va comanda prin închiderea temporară a comutatorului nor­mal deschis K*. Soluţia optimă constă în construirea unui stabilizator în cuadratură (cu caracteristică de ieşire dreptunghiulară) de tipul celui prezentat în fig. 4.62. Pentru curenţi de ie­şire inferiori valorii limită I_OM aparatul se comportă ca stabilizator de tensiune.

Pentru un curent de ieşire mai mic de 20 mA, tranzis­torul Q este blocat. Pe măsură ce curentul creşte, tran­zistorul Q se deschide şi preluînd debitarea de curent la ieşire, potenţialul pe colectorul său începe să se ridice peste nivelul tensiunii de ieşire. Cît timp tensiunea dife­renţială pe intrarea  amplificatorului operaţional ROB 101 este pozitivă, ieşirea sa menţine blocate diodele D₁, D₂, ROB 317 se comportă pe acest mod de funcţionare ca un stabilizator de tensiune, nivelul de ieşire V_Q fiind fixat în principal de rezistorii R_A, R_B:

V₀= V_REF [1 + (R_B / R_A)]+ [R_B (l + (R_F / R_A )) + R_F ]I_AJ                    (4.69)

cu condiţia ca:

R_E >>R_B [1 + (R_F / R_A)]                                                 (4.70)

În cazul în care creşterea tensiunii pe R_C determină inversarea polarităţii tensiunii diferenţiale de intrare în ROB 101, ieşirea acestuia coboară şi deschide diodele D_1, D₂. La tensiunea de referinţă a circuitului ROB 317 se adaugă căderea de tensiune pe dioda D₁. Tensiunea ob­ţinută aplicîndu-se pe R_Q are ca efect stabilizarea curen­tului prin rezistorul R şi implicit a curentului prin colec­torul tranzistorului Q. Curentul de ieşire se stabilizează la valoarea:

I_OM = (R_D / R_E) : (V_REF / R_C)                                            (4.71)

în condiţiile respectării relaţiei (4.70). La creşterea sar­cinii tensiunea de ieşire începe să scadă.

Funcţionarea ca stabilizator de curent se semnalizează prin dioda electroluminescentă D₂. Pentru aplicaţie se re­comandă folosirea pentru Q a unui tranzistor de putere (compus) şi următoarele valori pentru rezistoare: R=33 Ω; R_A=200 Ω; R_B=5 kΩ (variabil); R_C=0,2 Ω (5 W); R_D=250 kΩ (variabil); R_E=330 kΩ; R_F=220 Ω; R_G=680 Ω. Tensiunea de ieşire se reglează prin rezistorul R_B între 1,7 şi 30 V.

Limita maximă a curentului de ieşire se reglează in­dependent de nivelul tensiunii de ieşire prin rezistorul R_F între 0 şi 5 A.

* S-a considerat că tensiunea de saturaţie colector-emitor a tranzistorului Q_A este de 0,1 V

* Pentru realizarea practică a schemei descrise se reco­mandă: K_Al = 15Ω; R_A2 = 230 Ω; R_B = 3 kΩ; R_C=0,5 Ω; R_D= 15 kΩ, R_E= 500 Ω.

de ieşire atinge limita Iqm aparatul se comportă ca un stabilizator de curent.