Stabilizatoare de tensiune – Circuite de protecţie

4.1.4. Circuite de protecţie

Cea mai mare parte din puterea consumată de stabili­zator se disipă pe tranzistorul serie. Scurt-circuitarea acci­dentală a ieşirii la masă conduce la creşterea curentului de ieşire şi, corespunzător, la o disipaţie de putere supli­mentară. Evacuarea căldurii rezultate este limitată de per- îormanţele termice ale capsulei. Temperatura cipuiul poate creşte excesiv conducind la distrugerea circuitului integrat. Ca urmare se impune protejarea stabilizatoru­lui la:

• depăşirea unei temperaturi limită pe cip (joncţiune);
• creşterea peste o anumită limită a curentului de ieşire;
• depăşirea unei puteri disipate limită pe tranzistorul serie.

Realizarea pe acelaşi cip cu stabilizatorul a circuitelor de protecţie ia acţiunea factorilor distructivi enumeraţi a îmbunătăţit considerabil fiabilitatea circuitelor integrata din această clasă.

Protecţie termică

Modalitatea cea mai răspînclită de protejare termică a stabilizatorului de tensiune continuă este ilustrată in fig. 4.12.

Drept senzor termic se foloseşte joncţiunea bază-emitor a tranzistorului Q_T, plasată pe cip în vecinătatea tranzis­torului serie Q_S, care constituie principala sursă de căl­dură. Baza tranzistorului Q_T se prepolarizează la o ten­siune V_B=300—400 mV. La o temperatură a joncţiunii de 25°C, curentul de colector al tranzistorului Q_T  este mai mic cu circa 4 ordine de mărime faţă de curentul I debi­tat de generator. În aceste condiţii se poate admite că tranzistorul Q_T  este practic blocat. Considerînd curentul generatorului I şi potenţialul V_B independente de tem­peratură, curentul I_B de polarizare a bazei tranzistorului serie scade odată cu creşterea temperaturii T după o lege de tip exponenţial.

                                                               i_B(T)=I—I₀aT°^-4 exp ( – b/T)                                            (4.18)

unde I₀ este curentul de colector al tranzistorului senzor Q_T  la T=298°K; a, b, n sînt constante care depind de ma­terial, proces tehnologic şi de geometria tranzistorului Q_T.

În momentul în care temperatura joncţiunii atinge va­loarea maxim admisă T_M, curentul i_B atinge o valoare su­ficient de mică pentru a întrerupe practic disipaţia de pu­tere, prin tăierea curentului de ieşire. Introducerea unui hysterezis elimină pericolul oscilaţiilor termice în jurul temperaturii T_M. Cea mai simplă metodă de producere a hysteresisului constă în creşterea tensiunii de polarizare V_B cu cîteva zeci de mV, Ia T=T_M. Tranzistorul serie va rămîne blocat pînă la scăderea temperaturii cu circa 20—30°C sub valoarea maxim admisă T_M.

Amplasarea pe cip a tranzistorului senzor Q_T  şi a com­ponentelor din circuitul care îi furnizează tensiunea de prepolarizare, în raport cu tranzistorul serie, joacă un rol important în asigurarea hysteresisului termic.

Limitare de curent la ieşire

Protejarea stabilizatorului la scurt circuit la ieşire sau la suprasarcină se realizează prin limitarea curentului de ieşire. Cel mai simplu limitator de curent se prezintă în fig. 4.13.

La nivele mici şi medii ale curentului de ieşire, căde­rea de tensiune pe rezistorul R_SC este insuficientă pentru a deschide tranzistorul de limitare Q_L. Creşterea curentului de ieşire va determina atingerea pe rezistorul R_SC a ten­siunii de deschidere a tranzistorului Q_L. Din acest moment, o parte din curentul de polarizare a bazei tranzis­torului serie Q_S va fi deturnată prin colectorul lui Q_L şi, în consecinţă, curentul de ieşire se va limita Ia valoarea I_OM  care a comandat deschiderea tranzistorului de li­mitare.                                                           I_OM = V_BEL/ R_SC                                                  (4.19)

Modul de conectare a tranzistorului de sesizare a limi­tării conduce la o serie de deficienţe. Valoarea minimă a diferenţei de tensiune intrare-ieşire se măreşte cu V_BE, ceea ce creşte puterea disipată intern. Rezistenţa RSC ne­cesară limitării curentului de ieşire la circa 100 mA pre­zintă valori de 6—7 Ω. Avînd în vedere că această rezis­tenţă contribuie la creşterea rezistenţei de ieşire a stabili­zatorului, apare evidentă o deteriorare a stabilizării de sarcină. Sub aspect termic, limita de curent I_OM  este de­pendentă de temperatură.

Primele două deficienţe enumerate se pot atenua prin reducerea căderii de tensiune pe R_SC necesară deschiderii tranzistorului Q_L (fig. 4.14).

În condiţii de curent de ieşire redus, prin divizorul re­zistiv R_A, R_B se prepolarizează joncţiunea bază-emitor a tranzistorului Q_L la 400 mV. Astfel căderea de tensiune pe rezistorul R_SC  necesară deschiderii tranzistorului de li­mitare se reduce la 0,3 V_BEL. Pentru schema din fig. 4.14, a valoarea curentului maxim de ieşire se determină cu re­laţia:

I_OM = 1/R_SC [(1 + R_A/ R_B )V_BEL – V_BE ]                                     (4.20)

unde V_BE. este tensiunea bază-emitor a tranzistorului Q_S.

Se remarcă reducerea dependenţei de temperatură a curentului maxim de ieşire, deoarece raportul R_A/ R_B  este subunitar.

Pentru limitatorul de curent din fig. 4.14, b curentul maxim de ieşire este dat în relaţia:

I_OM = 1/R_SC [V_BEL – R_B/ (R_B + R_A) V_BE ]                                   (4.21)

În funcţie de coeficienţii de temperatură ai tensiuni­lor V_BEL Şi V_BE, prin dimensionarea corespunzătoare a ra­portului R_A/ R_B , se poate obţine fie reducerea coeficientului de temperatură al curentului maxim de ieşire, fie tăierea curentului de ieşire în momentul în care temperatura pe joncţiune atinge o valoare critică. Deşi schema poate com­prima două tipuri de protecţie (la scurtcircuit şi termică) nu a cunoscut o răspîndire prea largă.

Dependenţa de temperatură a limitei de curent de ie­şire se elimină complet în schema din fig. 4.15, a. Funcţio­narea acesteia se înţelege mai uşor urmărindu-se varianta de schemă simplificată (fig. 4.15, b).

Generatorul de curent constant I, polarizează baza tranzistorului Q₂. Curentul de emitor debitat de Q₂ se divide în două componente principale:

• i_BS — polarizează baza tranzistorului serie Q_S;
• i_R — comandă deschiderea primului tranzistor li- mitator Q₁.

Cînd curentul absorbit de generatorul I₃ este nul, i_R= 0, Q₁ este blocat. Întreg curentul debitat de Q₂ contri­buie la creşterea curentului de ieşire i₀. Tensiunea de se­sizare a nivelului maxim admis pentru curentul i₀ se cu­lege pe rezistorul R_SC şi comandă creşterea curentului ab­sorbit de generatorul i₃. Ca urmare, are loc o reducere a curentului i_BS pe două căi:

• prin creşterea componentei i_R;
• prin limitarea curentului debitat de Q₂, deoarece deschizîndu-se tranzistorul Q₁ o parte din curentul furni­zat de generatorul I se va deturna.

În consecinţă, se va ajunge la o limită maximă a cu­rentului i_BS şi corespunzător a curentului de ieşire.

Revenind la schema completă a limitatorului, se ob­servă că generatorul de curent i₃ se realizează cu tranzis­torul Q₃. Comanda sa se efectuează prin comutatorul Q₄. La nivele reduse ale curentului de ieşire, divizorul rezistiv R_A, R_B saturează tranzistorul Q₄, ceea ce asigură blocarea tranzistorului Q₃. Creşterea curentului prin rezisto­rul R_SC produce o creştere a tensiunii V_BE3, tensiunea V_BE4 se reduce, potenţialul colectorului Q₄ creşte, tranzis­torul Q₃ se deschide şi absoarbe un curent i₃ din ce în ce nai mare. Se poate ajunge la saturarea puternică a tran­zistorului Q₃ şi blocarea lui Q₄.

Valoarea maximă a curentului de ieşire se poate apro­xima prin relaţia:

I_OM = 1/R_SC [(V_BE3 – V_BE4)∙ R_B/ R_A (V_BE5 + V_BE6 – V_BE3)]                        (4.22)

Alegînd corespunzător raportul ariilor de emitor pen­tru tranzistoarele Q₃ şi Q₄, primul termen din paranteza dreaptă va furniza o tensiune cu coeficient de temperatură pozitiv. Cel de-al doilea termen prezintă o tensiune cu coe­ficient de temperatură negativ (în jur de —2 mV/°C), care se poate atenua prin raportul R_A/ R_B astfel ca valoarea cu­rentului I_OM să fie teoretic independentă de temperatură.

Acest tip de limitator de curent se utilizează în stabi­lizatoarele de tensiune continuă din seria 7900 (Fairchild) şi la cele de uz general cu trei terminale produse ae firma National Semiconductor.

Limitare de putere disipată intern

Puterea consumată de circuitul de stabilizare repre­zintă o fracţiune relativ neglijabilă în comparaţie cu pu­terea disipată pe tranzistorul serie. Tensiunea colector- emitor a tranzistorului serie este aproximativ diferenţa de tensiune intrare-ieşire. În aceste condiţii, planul caracte­risticii I_c (V_CE) pentru tranzistorul serie, devine echivalent cu planul caracteristicii I₀(v₁—V₀) pentru stabilizator. Limita de putere maxim admisă a capsulei împarte planul amintit prin hiperbola:

                                                              i₀ = P_DM / (v₁—V₀)                                             (4.23)

în două zone (fig. 4.16).

Cît timp punctul static de funcţionare aî tranzistorului serie se află în zona de sub curba P_{D Max}, capsula este ca­pabilă să elimine căldura produsă prin disipaţia de putere internă. De obicei această zonă cuprinde şi aria de sigu­ranţă* a tranzistorului. A proteja stabilizatorul la depăşi­rea puterii intern disipate maxim admise revine la a asi­gura funcţionarea tranzistorului serie în aria de siguranţă.

Construcţia circuitelor care îndeplinesc această funcţie se bazează pe un limitator de curent. În circuitul din fig. 4.17, dacă diferenţa de tensiune (v₁—V₀) este mai mică decît (V_Z+V_BE), dioda Zener este blocată şi limitatorul de curent operează conform descrierii anterioare.

Cînd diferenţa de tensiune (v₁—V₀) depăşeşte (V_Z+V_BE), prin rezistorul R_B circulă un curent, care reduce căderea de tensiune pe rezistorul R_SC necesară deschiderii tranzis­torului de limitare Q_L. Ca urmare, curentul maxim care  poate fi furnizat de stabilizator se reduce, deci şi puterea intern disipată pe tranzistorul serie.

i_OM = [1/R_SC (1 + R_B/ R_A )V_BEL –  R_B/ R_A (v₁—V₀ – V_Z)]                        (4.24)

De obicei:   I_Z << I_OM  şi R_B/ R_A<< 1

Valoarea maximă pentru curentul de ieşire limită I_OM  se alege astfel încît dreapta definită prin relaţia de mai sus să nu intersecteze hiperbola P_DM nici în cele mai grele condiţii de funcţionare.

Dintre deficienţele acestei scheme se amintesc:

• scăderea cu creşterea temperaturii a curentului maxim livrabil la ieşire;
• posibilitatea producerii unui fenomen de agăţare în caz de scurt-circuit la ieşire (diferenţa v₁—V₀ devine egală cu v_I, tranzistorul Q_L se saturează puternic fără a avea asigurată prin circuitul integrat o cale rezistivă de scurgere a sarcinii stocate în bază pentru revenirea în con­diţii normale);
• neutilizarea eficientă a performanţelor capsulei (aria cuprinsă între curbele 1 şi P_DM reprezintă un pro­cent prea mare din întreaga arie de siguranţă.

Aceste deficienţe se înlătură la schema din fig. 4.18. Înainte de toate, se remarcă folosirea limitatorului care asigură o independenţă a limitei de curent maxim debitat la ieşire de variaţia temperaturii. Ideea principală constă în utilizarea unui comutator compus din două tranzis­toare Q₄₁, Q₄₂, conectate în paralel. Între ariile lor de emi­tor există un raport de aproximativ 9:1.

La o diferenţă de tensiune intrare-ieşire mai mică de­cît 2V_Z+V_BE, cele două tranzistoare din comutator sînt saturate. Funcţionarea limitatorului de curent se produce conform descrierii anterioare.

Cînd diferenţa de tensiune (v₁—V₀) depăşeşte (2V_Z+V_BE) un curent I_Z, crescător cu depăşirea, se va in­jecta prin rezistorul R_D. Ca efect, se produce o reducere a curentului de colector al tranzistorului Q₄₂ după o lege ne­liniară, ceea ce apropie de deschidere tensiunea bază-emi­tor a tranzistorului Q₃. În consecinţă, limita maximă a cu­rentului furnizat la ieşire prezintă în funcţie de (v₁—V₀), o variaţie de tip neliniar, care aproximează foarte bine forma hiperbolei P_DM (vezi fig. 4.16 curba 2). Corelarea rapoartelor dintre ariile de emitor ale tranzistoarelor Q₃, Q₄₁, Q₄₂ cu rapoartele R_A/R_B Şi R_D/R_E permite o compen­sare termică excelentă a acestei caracteristici. Fenomenele de agăţare în caz de scurt-circuit la ieşire dispar, deoarece la revenirea în condiţii normale de sarcină, comutatorul se saturează.

* Aria de siguranţă indică limitele curentului de collector şi ale tensiunii collector-emitor sub care tranzistorul nu intră în străpungere secundară – Safe Operating Area (engl.).