4.1.4. Circuite de protecţie
Cea mai mare parte din puterea consumată de stabilizator se disipă pe tranzistorul serie. Scurt-circuitarea accidentală a ieşirii la masă conduce la creşterea curentului de ieşire şi, corespunzător, la o disipaţie de putere suplimentară. Evacuarea căldurii rezultate este limitată de per- îormanţele termice ale capsulei. Temperatura cipuiul poate creşte excesiv conducind la distrugerea circuitului integrat. Ca urmare se impune protejarea stabilizatorului la:
- depăşirea unei temperaturi limită pe cip (joncţiune);
- creşterea peste o anumită limită a curentului de ieşire;
- depăşirea unei puteri disipate limită pe tranzistorul serie.
Realizarea pe acelaşi cip cu stabilizatorul a circuitelor de protecţie ia acţiunea factorilor distructivi enumeraţi a îmbunătăţit considerabil fiabilitatea circuitelor integrata din această clasă.
Protecţie termică
Modalitatea cea mai răspînclită de protejare termică a stabilizatorului de tensiune continuă este ilustrată in fig. 4.12.
Drept senzor termic se foloseşte joncţiunea bază-emitor a tranzistorului QT, plasată pe cip în vecinătatea tranzistorului serie QS, care constituie principala sursă de căldură. Baza tranzistorului QT se prepolarizează la o tensiune VB=300—400 mV. La o temperatură a joncţiunii de 25°C, curentul de colector al tranzistorului QT este mai mic cu circa 4 ordine de mărime faţă de curentul I debitat de generator. În aceste condiţii se poate admite că tranzistorul QT este practic blocat. Considerînd curentul generatorului I şi potenţialul VB independente de temperatură, curentul IB de polarizare a bazei tranzistorului serie scade odată cu creşterea temperaturii T după o lege de tip exponenţial.
iB(T)=I—I0aT°-4 exp ( – b/T) (4.18)
unde I0 este curentul de colector al tranzistorului senzor QT la T=298°K; a, b, n sînt constante care depind de material, proces tehnologic şi de geometria tranzistorului QT.
În momentul în care temperatura joncţiunii atinge valoarea maxim admisă TM, curentul iB atinge o valoare suficient de mică pentru a întrerupe practic disipaţia de putere, prin tăierea curentului de ieşire. Introducerea unui hysterezis elimină pericolul oscilaţiilor termice în jurul temperaturii TM. Cea mai simplă metodă de producere a hysteresisului constă în creşterea tensiunii de polarizare VB cu cîteva zeci de mV, Ia T=TM. Tranzistorul serie va rămîne blocat pînă la scăderea temperaturii cu circa 20—30°C sub valoarea maxim admisă TM.
Amplasarea pe cip a tranzistorului senzor QT şi a componentelor din circuitul care îi furnizează tensiunea de prepolarizare, în raport cu tranzistorul serie, joacă un rol important în asigurarea hysteresisului termic.
Limitare de curent la ieşire
Protejarea stabilizatorului la scurt circuit la ieşire sau la suprasarcină se realizează prin limitarea curentului de ieşire. Cel mai simplu limitator de curent se prezintă în fig. 4.13.
La nivele mici şi medii ale curentului de ieşire, căderea de tensiune pe rezistorul RSC este insuficientă pentru a deschide tranzistorul de limitare QL. Creşterea curentului de ieşire va determina atingerea pe rezistorul RSC a tensiunii de deschidere a tranzistorului QL. Din acest moment, o parte din curentul de polarizare a bazei tranzistorului serie QS va fi deturnată prin colectorul lui QL şi, în consecinţă, curentul de ieşire se va limita Ia valoarea IOM care a comandat deschiderea tranzistorului de limitare. IOM = VBEL/ RSC (4.19)
Modul de conectare a tranzistorului de sesizare a limitării conduce la o serie de deficienţe. Valoarea minimă a diferenţei de tensiune intrare-ieşire se măreşte cu VBE, ceea ce creşte puterea disipată intern. Rezistenţa RSC necesară limitării curentului de ieşire la circa 100 mA prezintă valori de 6—7 Ω. Avînd în vedere că această rezistenţă contribuie la creşterea rezistenţei de ieşire a stabilizatorului, apare evidentă o deteriorare a stabilizării de sarcină. Sub aspect termic, limita de curent IOM este dependentă de temperatură.
Primele două deficienţe enumerate se pot atenua prin reducerea căderii de tensiune pe RSC necesară deschiderii tranzistorului QL (fig. 4.14).
În condiţii de curent de ieşire redus, prin divizorul rezistiv RA, RB se prepolarizează joncţiunea bază-emitor a tranzistorului QL la 400 mV. Astfel căderea de tensiune pe rezistorul RSC necesară deschiderii tranzistorului de limitare se reduce la 0,3 VBEL. Pentru schema din fig. 4.14, a valoarea curentului maxim de ieşire se determină cu relaţia:
IOM = 1/RSC [(1 + RA/ RB )VBEL – VBE ] (4.20)
unde VBE. este tensiunea bază-emitor a tranzistorului QS.
Se remarcă reducerea dependenţei de temperatură a curentului maxim de ieşire, deoarece raportul RA/ RB este subunitar.
Pentru limitatorul de curent din fig. 4.14, b curentul maxim de ieşire este dat în relaţia:
IOM = 1/RSC [VBEL – RB/ (RB + RA) VBE ] (4.21)
În funcţie de coeficienţii de temperatură ai tensiunilor VBEL Şi VBE, prin dimensionarea corespunzătoare a raportului RA/ RB , se poate obţine fie reducerea coeficientului de temperatură al curentului maxim de ieşire, fie tăierea curentului de ieşire în momentul în care temperatura pe joncţiune atinge o valoare critică. Deşi schema poate comprima două tipuri de protecţie (la scurtcircuit şi termică) nu a cunoscut o răspîndire prea largă.
Dependenţa de temperatură a limitei de curent de ieşire se elimină complet în schema din fig. 4.15, a. Funcţionarea acesteia se înţelege mai uşor urmărindu-se varianta de schemă simplificată (fig. 4.15, b).
Generatorul de curent constant I, polarizează baza tranzistorului Q2. Curentul de emitor debitat de Q2 se divide în două componente principale:
- iBS — polarizează baza tranzistorului serie QS;
- iR — comandă deschiderea primului tranzistor li- mitator Q1.
Cînd curentul absorbit de generatorul I3 este nul, iR= 0, Q1 este blocat. Întreg curentul debitat de Q2 contribuie la creşterea curentului de ieşire i0. Tensiunea de sesizare a nivelului maxim admis pentru curentul i0 se culege pe rezistorul RSC şi comandă creşterea curentului absorbit de generatorul i3. Ca urmare, are loc o reducere a curentului iBS pe două căi:
- prin creşterea componentei iR;
- prin limitarea curentului debitat de Q2, deoarece deschizîndu-se tranzistorul Q1 o parte din curentul furnizat de generatorul I se va deturna.
În consecinţă, se va ajunge la o limită maximă a curentului iBS şi corespunzător a curentului de ieşire.
Revenind la schema completă a limitatorului, se observă că generatorul de curent i3 se realizează cu tranzistorul Q3. Comanda sa se efectuează prin comutatorul Q4. La nivele reduse ale curentului de ieşire, divizorul rezistiv RA, RB saturează tranzistorul Q4, ceea ce asigură blocarea tranzistorului Q3. Creşterea curentului prin rezistorul RSC produce o creştere a tensiunii VBE3, tensiunea VBE4 se reduce, potenţialul colectorului Q4 creşte, tranzistorul Q3 se deschide şi absoarbe un curent i3 din ce în ce nai mare. Se poate ajunge la saturarea puternică a tranzistorului Q3 şi blocarea lui Q4.
Valoarea maximă a curentului de ieşire se poate aproxima prin relaţia:
IOM = 1/RSC [(VBE3 – VBE4)∙ RB/ RA (VBE5 + VBE6 – VBE3)] (4.22)
Alegînd corespunzător raportul ariilor de emitor pentru tranzistoarele Q3 şi Q4, primul termen din paranteza dreaptă va furniza o tensiune cu coeficient de temperatură pozitiv. Cel de-al doilea termen prezintă o tensiune cu coeficient de temperatură negativ (în jur de —2 mV/°C), care se poate atenua prin raportul RA/ RB astfel ca valoarea curentului IOM să fie teoretic independentă de temperatură.
Acest tip de limitator de curent se utilizează în stabilizatoarele de tensiune continuă din seria 7900 (Fairchild) şi la cele de uz general cu trei terminale produse ae firma National Semiconductor.
Limitare de putere disipată intern
Puterea consumată de circuitul de stabilizare reprezintă o fracţiune relativ neglijabilă în comparaţie cu puterea disipată pe tranzistorul serie. Tensiunea colector- emitor a tranzistorului serie este aproximativ diferenţa de tensiune intrare-ieşire. În aceste condiţii, planul caracteristicii Ic (VCE) pentru tranzistorul serie, devine echivalent cu planul caracteristicii I0(v1—V0) pentru stabilizator. Limita de putere maxim admisă a capsulei împarte planul amintit prin hiperbola:
i0 = PDM / (v1—V0) (4.23)
în două zone (fig. 4.16).
Cît timp punctul static de funcţionare aî tranzistorului serie se află în zona de sub curba PD Max, capsula este capabilă să elimine căldura produsă prin disipaţia de putere internă. De obicei această zonă cuprinde şi aria de siguranţă* a tranzistorului. A proteja stabilizatorul la depăşirea puterii intern disipate maxim admise revine la a asigura funcţionarea tranzistorului serie în aria de siguranţă.
Construcţia circuitelor care îndeplinesc această funcţie se bazează pe un limitator de curent. În circuitul din fig. 4.17, dacă diferenţa de tensiune (v1—V0) este mai mică decît (VZ+VBE), dioda Zener este blocată şi limitatorul de curent operează conform descrierii anterioare.
Cînd diferenţa de tensiune (v1—V0) depăşeşte (VZ+VBE), prin rezistorul RB circulă un curent, care reduce căderea de tensiune pe rezistorul RSC necesară deschiderii tranzistorului de limitare QL. Ca urmare, curentul maxim care poate fi furnizat de stabilizator se reduce, deci şi puterea intern disipată pe tranzistorul serie.
iOM = [1/RSC (1 + RB/ RA )VBEL – RB/ RA (v1—V0 – VZ)] (4.24)
De obicei: IZ << IOM şi RB/ RA<< 1
Valoarea maximă pentru curentul de ieşire limită IOM se alege astfel încît dreapta definită prin relaţia de mai sus să nu intersecteze hiperbola PDM nici în cele mai grele condiţii de funcţionare.
Dintre deficienţele acestei scheme se amintesc:
- scăderea cu creşterea temperaturii a curentului maxim livrabil la ieşire;
- posibilitatea producerii unui fenomen de agăţare în caz de scurt-circuit la ieşire (diferenţa v1—V0 devine egală cu vI, tranzistorul QL se saturează puternic fără a avea asigurată prin circuitul integrat o cale rezistivă de scurgere a sarcinii stocate în bază pentru revenirea în condiţii normale);
- neutilizarea eficientă a performanţelor capsulei (aria cuprinsă între curbele 1 şi PDM reprezintă un procent prea mare din întreaga arie de siguranţă.
Aceste deficienţe se înlătură la schema din fig. 4.18. Înainte de toate, se remarcă folosirea limitatorului care asigură o independenţă a limitei de curent maxim debitat la ieşire de variaţia temperaturii. Ideea principală constă în utilizarea unui comutator compus din două tranzistoare Q41, Q42, conectate în paralel. Între ariile lor de emitor există un raport de aproximativ 9:1.
La o diferenţă de tensiune intrare-ieşire mai mică decît 2VZ+VBE, cele două tranzistoare din comutator sînt saturate. Funcţionarea limitatorului de curent se produce conform descrierii anterioare.
Cînd diferenţa de tensiune (v1—V0) depăşeşte (2VZ+VBE) un curent IZ, crescător cu depăşirea, se va injecta prin rezistorul RD. Ca efect, se produce o reducere a curentului de colector al tranzistorului Q42 după o lege neliniară, ceea ce apropie de deschidere tensiunea bază-emitor a tranzistorului Q3. În consecinţă, limita maximă a curentului furnizat la ieşire prezintă în funcţie de (v1—V0), o variaţie de tip neliniar, care aproximează foarte bine forma hiperbolei PDM (vezi fig. 4.16 curba 2). Corelarea rapoartelor dintre ariile de emitor ale tranzistoarelor Q3, Q41, Q42 cu rapoartele RA/RB Şi RD/RE permite o compensare termică excelentă a acestei caracteristici. Fenomenele de agăţare în caz de scurt-circuit la ieşire dispar, deoarece la revenirea în condiţii normale de sarcină, comutatorul se saturează.
* Aria de siguranţă indică limitele curentului de collector şi ale tensiunii collector-emitor sub care tranzistorul nu intră în străpungere secundară – Safe Operating Area (engl.).
Articole din aceasi publicatie