Articole electronica, kituri, scheme
Carti

Stabilizatoare de tensiune – Aplicaţii

4.3.3. Aplicaţii

Recomandările cu caracter general din paragraful an­terior rămîn valabile şi pentru aplicaţiile stabilizatoarelor de tensiune fixă uzuale.

Rezistenţele şi inductanţele parazite se vor minimiza folosind conductoare cu secţiune suficient de mare şi de lungime cît mai mică. Prin conectarea tuturor firelor de legătură la masă într-un singur nod (la terminalul M) se va evita apariţia unor curenţi prin buclele create între puncte de masă diferite.

Cînd stabilizatorul integrat se plasează la o distanţă mai mare de 5 cm faţă de filtrul redresorului, se va cupla la intrare un capacitor (ceramic — 0,22 µF, cu tantal — 2 µF, electrolitic cu aluminiu — 25 µF.

Cuplarea unui condensator C2 la ieşire (necesar din motive de compensare în frecvenţă la stabilizatoarele de tensiune negativă) va reduce impedanţa de ieşire la frec­venţe mari, unde amplificarea în buclă deschisă a ampli­ficatorului de eroare începe să scadă.

Pentru fiecare aplicaţie se va analiza necesitatea pro­tecţiei stabilizatorului, cu diode, la fenomenele de regim tranzitoriu.

Fig. 4.67 prezintă aplicaţiile de bază ale stabilizatoare­lor de tensiune fixă uzuale.

Decuplarea automată a tensiunii de ieşire se reali­zează printr-un circuit de comandă extern conectat între intrare şi masă (fig. 4:68).

Tranzistorul QA joacă rolul de comutator electronic comandat prin intermediul tranzistorului QB. Aplicarea unei tensiuni de nivel ridicat pe intrarea de comandă sa­turează pe QB, care permite deschiderea lui QA. Rezistoarele RA, RB se dimensionează astfel încît să asigure des­chiderea tranzistorului QA în cele mai dificile condiţii:

RB = [(v1 min – VBEA)/ I0A sat                                          (4.72)

unde βA sat este cîştigul în curent al tranzistorului QA în saturaţie.

De obicei, puterea disipată pe RB depăşeşte 0,5 W. Tim­pii de comutare sînt determinaţi, în primul rînd, de va­loarea constantei de timp RLC2 şi în al doilea rînd, de ca­racteristicile electrice ale stabilizatorului şi tranzistoarelor.

Extinderea domeniului de curent la ieşire

Creşterea curentului furnizat (absorbit) la ieşire peste va­loarea maximă fixată intern prin circuitul de limitare integrat în stabilizator se obţine prin:

  • conectarea în paralel a mai multor stabilizatoare,
  • utilizarea unui tranzistor extern de putere.

În primul caz, (fig. 4.69), stabilizatoarele se selectează astfel ca tensiunile de ieşire să se înscrie într-un interval maxim de circa 50 mV. Nerespectarea condiţiei de împe­rechere conduce la o distribuire inegală a curentului de ieşire, prin stabilizatoarele integrate.

Operaţia laborioasă de sortare necesară pentru schema din fig. 4.69 se evită utilizînd două amplificatoare opera­ţionale ieftine, de uz general (µA 741), asa cum se arată în fig. 4.70.

 

Precizia de împerechere a rezistoarelor RA, RB, RC, se transferă asupra distribuirii curentului de ieşire prin sta­bilizatoare. Prin dimensionarea rezistoarelor RD, RE se va asigura scurgerea curentului consumat în gol de fiecare circuit integrat (20 mA) la sursa de alimentare cu tensiu­ne negativă (nestabilizată). Diodele limitează excursia de potenţial pe terminalele M la ±0,7 V faţă de masă.Se observă că factorul de multiplicare al curentului maxim furnizat la ieşire (ILM/IOM) este egal cu numărul de stabilizatoare conectate în paralel. Pentru un factor de multiplicare mai mare de 3, această tehnică devine preş. costisitoare, drept care se recurge la un tranzistor extern de putere (fig. 4.71).

Tranzistorul QA furnizează cea mai mare parte din curentul debitat prin sarcină (IL):

 IL = (βA + 1) I0 + βA [IC  – (VBEA/RA )]                                    (4.73)

unde βA şi VBEA sînt parametrii tranzistorului QA. Rezis­torul RA va asigura o tensiune suficientă pe joncţiunea bază-emitor a tranzistorului QA în condiţii de curent ma­xim prin sarcină şi βA minim:

RA = VBEA / [I0M  + IG  – (IL Max / βA min)]βA min >>1                         (4.74)

Tranzistorul QL şi rezistorul RSC protejează tranzistorul QA la suprasarcină.

Distribuirea curentului de ieşire IL pe cele două com­ponente I0 şi IC (curent de colector al tranzistorului QA) este dependentă de βA. Dispersia valorilor acestui para­metru poate crea neplăceri, care pot fi evitate utilizînd schema din fig. 4.72. Distribuirea curentului IL în cele două componente se controlează prin raportul rezisten­ţelor RB, RC. În ipoteza că tensiunea pe dioda D este egală cu tensiunea VBEA se arată uşor că:

 IRB/IRC = RC/RB                                                                       (4.75)

IL = IRB + IRC – IG                                                                      (4.76)

Dacă βA >>1 rezultă:

IL Max = [1 +  (RC/RB )][IOM  + IG  – (VBEA / RC )] – IG                                   (4.77)

Rezistorul RA se dimensionează într-o manieră similară cu cea prezentată în aplicaţia anterioară.

Controlul exercitat asupra distribuirii curentului IL prin raportul RL/RB extinde protecţia internă la supra­sarcină a circuitului integrat şi asupra tranzistorului QA. Acelaşi fenomen de extindere are loc şi în cazul protecţiei termice clacă cele două componente de putere prezintă rezistenţe termice joncţiune-capsulă egale şi raportul din­tre capacităţile termice ale radiatoarelor se menţine egal cu RB/RC.

Extinderea domeniilor de tensiune

În acest paragraf se prezintă tehnici de extindere a domeniului tensiunii de intrare şi/sau ieşire peste limitele admise de foile de catalog ale stabilizatoarelor integrate.

Alimentarea stabilizatorului cu o tensiune superioară tensiunii de intrare maxim admise se poate realiza în două moduri.

În fig. 4.73 dioda Zener Z şi rezistorul R prestabilizează tensiunea de alimentare la un nivel convenabil.

V1 = VZ – VBE < VIM                                                            (4.78)

Curentul de alimentare a stabilizatorului se furni­zează prin tranzistorul Q. Rezistorul R trebuie să asigure curent suficient pentru polarizarea bazei tranzistorului Q şi a diodei Zener.

 

În fig. 4.74 dioda Zener Z, tranzistorul QA şi rezistorul R alcătuiesc o diodă Zener de curent mare (ieftină), care se înseriază la intrarea stabilizatorului.

V1 = v1 – (VZ + VBE) < VIM                                         (4.79)

Înlocuirea diodei Zener compusă, printr-un rezistor de putere nu este recomandabilă; deoarece deteriorează sta­bilizarea de sarcină a tensiunii de ieşire.

Creşterea tensiunii de ieşire la un nivel (VE) superior celui furnizat de stabilizatorul integrat (V0) se realizează cu o schemă de tip flotant. Dioda Zener ZA (fig. 4.75) translatează potenţialul pe terminalul M la nivelul:

VZA= VE – V0                                                                              (4.80)

Tranzistorul QA, dioda Zener ZB şi rezistorul R prest bilizează şi reduce tensiunea aplicată între terminalele VI şi M, în condiţii de sarcină mare, dioda D1 ajută por­nirea circuitului. Dacă ieşirea se scurcircuitează, dioda D1 aduce potenţialul terminalului M la mai puţin de 1 V faţă de masă, limitînd diferenţa de tensiune intrare-ieşire pe stabilizator la VZB—VBEA+VD1.

Se observă totuşi, că această diferenţă de tensiune rămîne la valoare relativ ridicată. În vederea evitării unui radiator supradimensionat pentru stabilizator, se recurge la schema din fig. 4.76, care prezintă o modalitate de reducere a puterii disipate în condiţii de scurtcircuit la ieşire.

În funcţionare normală, tranzistorul QB este blocat, tranzistorul furnizează stabilizatorului curentul de in­trare. Dioda Zener ZA se polarizează prin rezistorul RC.

Cînd ieşirea cade la masă, rezistorul RC va asigura un curent suficient pentru a satura tranzistorul QB. Ca ur­mare potenţialul pe baza tranzistorului QA coboară şi di­ferenţa de tensiune intrare-ieşire pe stabilizator se reduce.

Dioda D1 protejează tranzistorul QB la tensiuni bază-emitor inverse excesive.

La conectarea alimentării, capacitorul C1 (de valoare mare) va întîrzia creşterea tensiunii de intrare astfel încît să poată fi urmărită de potenţialul pe terminalul M. În caz contrar, tranzistorul QB fiind blocat, pe stabilizator se va aplica întreaga tensiune de intrare.

O altă modalitate de translatare a potenţialului pe ter­minalul M se prezintă în fig. 4.77. Deşi schema electrică este asemănătoare cu schemele descrise în capitolul an­terior, dedicat stabilizatoarelor de uz general din a doua generaţie, există mai multe deosebiri. La stabilizatoarele de tensiune fixă, curentul consumat în goi se scurge prin terminalul M şi nu prin terminalul VOUT. Curentul con­sumat în gol (IG) mult mai mare decît curentul prin ter­minalul ajustare (IAJ) şi dependenţa sa mai pronunţată faţă de variaţiile tensiunii de intrare şi temperaturii, afec­tează în mod negativ performanţele de stabilizare ale ten­siunii VE:

VE = [1 + (RB/RA)]V0 + RBIG                                                       (4.81)

Efectele variaţiilor tensiunii de intrare, respectiv ale curentului de sarcină asupra tensiunii VE se pot aproxima prin relaţiile:

 

ΔVE/Δv1 = [(1 + (RB/RA)] (KVV0/Δv1) + RB(IG/v1) | I0, TA = constant                                 (4.82)

ΔVE/Δi0 = [(1 + (RB/RA)] (KVV0/Δi0) + RB(IG/i0) | V1, TA = constant                                  (4.83)

unde Kv, KL sînt stabilizările de intrare, respectiv sarcină ale circuitului integrat.

Utilizarea unui amplificator operaţional de uz general (fig. 4.78) elimină efectele negative generate de curentul consumat în gol. Potenţialul pe terminalul M se deplasează la nivelul tensiunii aplicate pe intrarea neinversoare a amplificatorului operaţional.

Tensiunea de ieşire VE se poate ajusta prin rezistorul RB conform relaţiei:

VE = [1 + (RB+RC)/RA]V0                                           (4.84)

            Valoarea minima a acesteia este determinate de tensiunea de ieşire a stabilizatorului integrat (V0) şi de tensiunea minima de intrare pe mod comun a amplificatorului operational (VICmin).

VEmin = V0 + VICmin                                                  (4.85)

            În aceste condiţii, RB = 0 şi:

RC/RA = VICmin/V0                                                   (4.86)

Valoarea maximă a tensiunii VR se determină clin con­diţia de respectare a diferenţei de tensiune intrare-ieşire minimă pe stabilizatorul integrat (notată pentru această aplicaţie cu VI/0)

VEMax = [1 + (RBMax + RC)/RA]V0v1min – VI/0 min                               (4.87)

Curentul prin divizorul rezistiv trebuie să fie mult mai mare decît curentul de polarizare la intrare (IB) al am­plificatorului de eroare, în orice condiţii:

VEmin/(RA + RC) >> IB; VEMax/(RA + RBMax + RC) >> IB;                       (4.88)

Tensiunea ele intrare v1 se va limita la tensiunea ma­ximă de alimentare a amplificatorului operaţional. Sta­bilizările de intrare şi de sarcină pentru tensiunea VE se pot aprecia prin relaţiile:

ΔVE/VE | Δv1 x 100 = KV; I0, T = constant                                                           (4.89)

ΔVE/VE | Δi0 x 100 = KV; V1, T = constant                                                           (4.90)

unde Kv, KL sînt parametrii stabilizatorului integrat.

Stabilizatoare de curent

Deficienţele generate de curentul consumat în goi (IG) al stabilizatoarelor de tensiune fixă uzuale se regăsesc şi la stabilizatoarele de curent (debitat, respectiv absorbit) din fig. 4.79.

Mărimea curentului stabilizat I0 se fixează prin rezis­torul RA:

I0 = V0/RA) + IC                                                   (4.91)

Variaţiile tensiunii de intrare sau sarcinii afectează ni­velul curentului stabilizat atît prin variaţiile tensiunii V0 cît şi ale curentului consumat în gol.

Totuşi, performanţele care se obţin sînt satisfăcătoare pentru o gamă largă de aplicaţii.


Articole din aceasi publicatie
Subscribe
Notify of
guest

This site uses Akismet to reduce spam. Learn how your comment data is processed.

0 Comments
Inline Feedbacks
View all comments
back to top