Articole electronica, kituri, scheme
Carti

Stabilizatoare de tensiune – Stabilizatoare liniare cu reacţie

2.1.3. Stabilizatoare liniare cu reacţie

Aşa cum s-a mai arătat stabilizatoarele de tensiune cu reacţie sînt sisteme cu reglaj automat (fig. 1.1) la care mărimea de ieşire V0 (sau o parte din aceasta kV0) este comparată în permanenţă cu o mărime de referinţă VREF, iar diferenţa lor, ε=VREFkV0, după o amplificare co­respunzătoare (Aε), comandă un element regulator, care, în condiţiile în care în sistem a intervenit o perturbaţie oarecare readuce mărimea de ieşire V0, furnizată de sursa de alimentare v1 la valoarea care a fost impusă de ele­mentul de referinţă. Prin mărirea complexităţii sistemu­lui de reglare, eroarea poate fi redusă considerabil, rezultînd un stabilizator cu performanţe deosebit de bune; această modalitate este compatibilă cu stabilizatoarele in­tegrate monolitice, unde, datorită tehnologiei planare, pot fi realizate scheme electronice foarte complexe.

În funcţie de modul de conectare a elementului re­gulator faţă de sarcină, aceste stabilizatoare sînt de tip serie şi de tip paralel; în fig. 1.3, a, b, sînt reprezentate schemele bloc corespunzătoare acestor două modalităţi de conectare.

În cazul schemei de reglaj tip serie (fig. 1.3, a) la o creştere a tensiunii la bornele sarcinii semnalul de eroare se măreşte şi, după amplificare, implicit produce o creş­tere a rezistenţei elementului regulator. Ca urmare scade curentul de sarcină, iar tensiunea la bornele de ieşire revine la valoarea anterioară.

În. cazul schemei de reglare paralel (fig. 1.3, b), la o creştere a tensiunii de ieşire, semnalul de eroare se mă­reşte şi corespunzător în urma amplificării produce o micşorare a rezistenţei elementului regulator. Ca urmare, creşte curentul prin acest element, deci şi prin rezistenţa serie R, şi ca atare se va reduce tensiunea la ieşire pînă la o valoare apropiată de cea iniţială.

Schemele de reglaj tip serie au consum mic în gol, au un randament mai ridicat şi asigură o stabilitate mai bună decît cele de tip paralel, în schimb necesită cir­cuite de protecţie speciale 1a suprasarcini şi scurtcircuite la bornele lor de ieşire.

Configuraţie serie

Stabilizarea schemelor de tipul prezentat în fig. 2.5 se asigură prin modificarea curentului tranzistorului Q, comandat direct prin variaţia tensiunii de ieşire. Eficaci­tatea acestei comenzi poate fi sporită dacă în prealabil variaţia ε=VREF—kV0 se amplifică şi apoi se aplică tran­zistorului regulator printr-o buclă de reacţie. Se realizează în felul acesta cel mai simplu stabilizator de tensiune cu reacţie a cărui schemă de principiu este prezentată la fig. 2.15.

Funcţionarea schemei este simplă. Diferenţa dintre s fracţiune a tensiunii de ieşire şi tensiunea de referinţă VZ, constituie semnalul de eroare, amplificat de etajul Q,

                                                              vBE=kV0-VZ                                                     (2.12)

de unde rezultă tensiunea stabilizată

V0=(VZ+vBE) 1/k = (VZ+vBE)(R1+R2)/ R2                        (2.13)

Curentul de ieşire al amplificatorului Q2 comandă curen­tul de colector al tranzistorului Q1 şi implicit, rezistenţa lui echivalentă în curent continuu (între emitor-colector). Variaţiile căderii de tensiune de pe această rezistenţă echivalentă compensează variaţiile iniţiale ale tensiunii de intrare, menţimnd practic constantă tensiunea de ieşire.

Tranzistorul serie Q1 nu permite trecerea curentului necesar prin sarcină, I0, decît dacă i se furnizează un cu­rent de bază mai mare sau cel puţin egal cu:

IB1=I0/h2iE                                                          (2.14)

unde h2lE este factorul de amplificare în curent al tran­zistorului Q1. Acest curent îi este furnizat de la sursa de alimentare v1 nestabilizată, prin rezistenţa R3.

Orice tendinţă de creştere a tensiunii de ieşire V0, se traduce printr-o creştere concomitentă a tensiunii de eroa­re ε aplicată pe baza tranzistorului Q2, respectiv creşterea curentului de colector al acestui tranzistor, creştere ce are loc în detrimentul curentului de bază al lui Q1; aceasta va avea drept consecinţă revenirea tensiunii de ieşire spre valoarea iniţială. Variaţia ΔIBl a curentului IB1, care se produce ca efect al funcţiei de comandă a tranzistoru­lui Q2, depinde de panta gm=h21E/h11E a tranzistorului res­pectiv (Q2) conform relaţiei:

                                                                          ΔIB1=gmΔε                                                             (2.15)

Una din caracteristicile cele mai importante ale aces­tui stabilizator de tensiune este rezistenţa (dinamică) de ieşire, calculabilă, pe baza datelor de mai sus. Pentru aceasta se presupune că sursa de referinţă VREF este per­fect, stabilă şi ca atare variaţia tensiunii de intrare nu va afecta cîştigul de curent al tranzistorului Q1. În acest caz, modificarea sarcinii va conduce la variaţia ΔI0 a curen­tului de ieşire I0. Această variaţie nu este posibilă decît dacă o variaţie corespunzătoare ΔIB1I0/h2lE este fur­nizată în baza tranzistorului Dar această variaţie nu este alta decît variaţia curentului de colector al tranzis­torului Q2 datorită variaţiei tensiunii lui de intrare ΔVBE. Cum tensiunea emitorului lui Q2 este „fixată” prin con­strucţie la tensiunea VREF=VZ, se poate scrie:

ΔVBE = Δε = Δ(kV0)                                           (2.16)

Din relaţiile (2.16), (2.15) şi (2.14) se deduce variaţia ΔV0 a tensiunii de ieşire provocată de variaţia curentului în sarcină ΔI0.

ΔV0 = ΔI0j gm∙k∙ h2lE                                            (2.17)

din care se deduce mărimea rezistenţei dinamice Rd = ΔV0/ΔI0 a stabilizatorului:

                                                                 Rd = 1/gm ∙ 1/k∙ h2lE                                                 (2.18)

În expresia rezistenţei dinamice, factorul 1/gm se re­feră la tranzistorul Q2, factorul 1/h2lE se referă la tranzistorul Q1, iar k este factorul de divizare a tensiunii de ieşire.

Din cele relatate se poate deduce că rezistenţa dinamică a stabilizatorului cu reacţie, tip serie, este cu a atît mai mică, cu cît cîştigul celor două tranzistoare Q1 şi Q2 va fi mai mare, iar coeficientul k va fi mai apropiat de unitate sau cu alte cuvinte, cu cît tensiunea de ieşire V0  va fi mai apropiată de tensiunea de referinţă VREF.

Legat de această ultimă afirmaţie, rezultă că este po­sibil, ca într-un astfel de stabilizator de tensiune fixă să se obţină Δε=ΔV0 deci să se elimine factorul k din ex­presia (2.16), în cazul în care se înlocuieşte rezistenţa R2 din fig. 2..15, printr-o diodă Zener a cărei tensiune de cot să fie egală cu V0 — VREF — VBE. Se obţine în felul acesta schema din fig. 2.16 în care, cu ajutorul potenţiometrului P, de mică valoare, se reglează fin mărimea tensiunii de ieşire V0.

Înainte de a se pune în evidenţă îmbunătăţirile care urmează să fie aduse schemei de principiu din fig. 2.15 încercăm să schiţăm în cele ce urmează un. mod da calcul simplificat al schemei menţionate. De notat că pro­cedeul de calcul prezentat, deşi se referă la o schemă sim­plificată, poate fi extins şi la scheme de stabilizatoare de tensiune mai complexe.

Ca exemplu, se propune determinarea mărimii componentele electronice ale unui stabilizator de tensiune care furnizează la ieşire o tensiune de 15 V la un curent de 1A şi care este ali­mentat de la o sursă de tensiune variabilă intre 20 şi 30 V.

Pe parcursul calculului vom reveni cu explicaţiile necesare din care să rezulte necesitatea îmbunătăţirii schemei propusa pentru a fi folosite în montajele ce le vom prezenta în conti­nuare.

  1. a) Alegerea tipului de. tranzistor serie, Q1

În condiţiile în care tensiunea la intrarea stabilizatorului şi curentul pe care acesta îl furnizează în sarcină vor fi simultan maxime, puterea disipată pe Q1 va fi maximă şi egală cu:

P=(VIM—V0)I0M = (30—15)1 = 15 W

Se alege un tranzistor capabil să disipe această putere, si suporte un curent de colector mai mare sau cel puţin egal cu 1A şi să aibă o tensiune coiector-emitor mai mare de 30 V (de­oarece în cazul cînd sarcina va avea o componentă capacitivă — de exemplu un condensator de decuplare de capacitate mare — la punerea sub tensiune, acest condensator se va manifesta ca ua scurtcircuit la ieşire şi întreaga tensiune de alimentare a stabili­zatorului va îi preluată de tranzistorul serie). Se alege tranzistorul 2N 3055.

Va trebui să reţinem atenţia, în prealabil, cu un succint, co­mentariu: în exemplul de faţă sîntem în situaţia în care dispu­nem de un tranzistor care, el singur este capabil să suporte atît tensiunea, cît şi curentul, necesare ca stabilizatorul de tensiune să funcţioneze corect. Totuşi, în practică, astfel de situaţii nu se. întîlnesc frecvent. Poate că tranzistoarele de care dispunem au fie curentul de colector, fie tensiunea colector-emitor insuficiente. În aceste cazuri se procedează astfel:

— dacă tranzistorul are un curent de colector insuficient, este posibil să se conecteze două sau mai multe tranzistoare în para­lel (fig. 2.9). Fără îndoială că, în acest caz, deoarece tensiunea bază emitor a tranzistoarelor poate varia de la un tip la altui cu câţiva zeci de milivolţi, trebuie să se egalizeze curenţii prin fie­care tranzistor, introducînd în serie cu emitorii lor cîte un rezistor de valoare foarte mică. Deoarece în foile de catalog se dau des­tul de rar valorile extreme ale lui VBE nu este dteloc uşor să se calculeze mărimea acestor rezistenţe; din practică, însă, se cu­noaşte că pentru tranzistoare de putere medie se aleg rezistoara cu valori cuprinse între 0,1 şi 1 Ω.

— dacă tensiunea VCE Max a tranzistorului disponibil este in­suficientă*, soluţia constă în montarea a două sau mai multe tranzistoare în serie (fig. 2,17. a); pentru repartizarea tensiunilor pe bazele celor trei tranzistoare este prevăzut un divizor rezistiv. În fig. 2.17. b, este prezentată dispunerea în serie a patru tran­slatoare, care, cu tranzistorul Q2, formează o configuraţie de tip Darlington, folosită pentru creşterea factorului de amplificare în eurent al elementului regulator serie.

— dacă atît tensiunea colector-emitor maximă, VCE Max, cît şi curentul maxim de colector IC Max sînt suficiente, este posibil ca puterea maximă pe care o poate disipa tranzistorul disponibil să fie prea mică. În acest caz se poate folosi schema din fig. 2.18, caracterizată prin aceea că permite repartizarea puterii disipate de elementul regulator pe două tranzistoare montate în serie, menţinînd o tensiune VCE constantă şi egală cu 2 … 3 V la bor­nele unuia din aceste două tranzistoare şi „uşurînd” funcţiona­rea celuilalt prin montarea la bornele lui a unei rezistenţe pa­ralel Rp.

Tranzistorul Q1 şuntat prin rezistorul Rp, este capabil să permită trecerea unei părţi importante din curentul furnizat de stabilizator; baza lui este alimentată de la tensiunea de ieşire stabilizată, prin intermediul unei diode Zener sau printr-un an­samblu de diode redresoare dispuse în serie, alimentate în dirsol; de la tensiunea de intrare, nestabilizată, prin intermediul rezis­tenţei RB (vezi fig. 2.18). Tranzistorul Q1 este comandat de tran­zistorul amplificator de eroare (Q2, în fig. 2.15). Din schemă re­zultă că tensiunea la bornele tranzistorului Q1’ rămîne constantă şi egală cu tensiunea diodei Zener minus tensiunea bază-emitor a tranzistorului Q1, indiferent de tensiunea de ieşire. În ceea ce priveşte tranzistorul Q1, deoarece tensiunea pe baza sa este „fixată” la tensiunea de ieşire minus tensiunea pe diodă Zener, îşi va modifica tensiunea colector-emitor, deoarece curentul care-1 parcurge variază în funcţie de tensiunea la bornele lui (o frac­ţiune a curentului total, proporţională cu VCB, trece prin rezistenţa paralel Rp).

La o alegere judicioasă a elementelor montajului, puterea disipată pe fiecare din cele două tranzistoare se echilibrează la o valoare egală cu un sfert din puterea totală disipată de stabiliza­tor, jumătate din această putere fiind disipată de rezistenţa R astfel dacă:

Rp = (VCE(Q1)Max + VCE(Q1’))/I0Max

şi

VZ = 2 V

Atunci:

Pd(Q1) = Pd(Q1’) = (VCE(Q1, Q1’)Max∙I0Max)

Un alt avantaj al acestei dispuneri este acela că tranzistorul Q1 joacă în acelaşi timp şi rolul de prestabilizator, deoarece baza lui fiind legată la tensiunea stabilizată de ieşire, tensiunea culeasă, pe emitorul său este, pentru o valoare a lui V0, constantă.

  1. b) Calculul rezistenţei de bază RB

Valoarea minimă garantată a parametrului h21e pentru tran­zistorul 2N3055 este egală cu 20. Pentru ca stabilizatorul să poată furniza în sarcină curentul de 1 A propus, este necesar ca în baza acestui tranzistor serie să se injecteze curentul:

IB1max = I0M/h21e min = 1/20 = 0,050 A

Acest curent trebuie furnizat de sursa de alimentare cînd aceasta are tensiunea minimă, deci:

RB = [VI min – (V0-VBE)]/IB1 max = [20—(15—0,7)]/0,050 = 114 Ω

Se alege din catalog valoarea imediat inferioară:

Rb = 110 Ω ±2%; Pd=0,25 W

  1. c) Alegerea tranzistorului de comandă, Q2

Se alege un tranzistor capabil să furnizeze un curent de co­lector mai mare sau cel puţin egal cu 50 mA şi care să aibă un h2le peste medie.

Dintre tranzistoarele fabricate în ţară se alege tipul 2N2222.

  1. d) Alegerea diodei Zener de referinţă, DZ

Se va alege o diodă de referinţă care să aibă o rezistenţă dinamică mică, un curent de stabilizare cit mai apropiat de cu­rentul prin tranzistorul Q2 şi un coeficient de temperatură cit mai mic.

Se alege dioda PL 9 VI Z cu parametrii:

VZT=9,l V; IZT= 50 mA; αZT=+0,051%/°C

  1. e) Calculul valorilor rezistenţelor din divizorul de ieşire R1, P, R2 (fig.15)

Divizorul rezistiv din circuitul de eşantionare R1, P, R2 tre­buie ales astfel încît să fie îndeplinite condiţiile:

  • tensiunea eşantionată k V0 să nu fie afectată de curenţii de bază IB2 al tranzistorului Q2; această condiţie este îndeplinită dacă IR >> IB2.
  • R1, P, R2, trebuie să satisfacă relaţia (2.13),
  • rezistoarele din divizorul de ieşire sînt limitate inferior, prin ele trecînd un curent IR<<I0,
  • din punct de vedere dinamic, este necesar ca tranzistorul Q2 să fie atacat pe bază de un generator de tensiune, adică să fie îndeplinită condiţia:

R1||R2 << h11e + (1+h21e)RZT

Cîştigul h21e al tranzistorului Q, (2N2222), în condiţiile cele mai dezavantajoase de funcţionare fiind egal cu 35, curentul de bază al acestui tranzistor, în cazul cînd debitează 50 mA, nu va fi în nici-un caz mai mare de:

IB2 =IC/h21e

IB2 = 0,050/35 ≈ 5 mA

Ca acest curent să nu perturbe divizorul de ieşire de pe care se culege semnalul kV0 de reacţie, pentru comanda tranzistoru­lui Q2 impunem ca divizorul să fie parcurs de un curent IR de aproximativ 10 ori mai mare decît curentul IB ; fie acest curent 15 mA.

Rezultă mărimea divizorului rezistiv de ieşire:

R1 + P + R2= 15 V/15 mA = 1 kΩ

Pentru a calcula valorile R1, P, R2, trebuie să ţinem seama că, pentru ca la ieşire să se obţină o tensiune de 15 V, baza tran­zistorului Q2 trebuie să fie, faţă de masă, la o tensiune:

VBB = VREF + VBE + o

Cum o trebuie să fie şi este foarte mic, poate îi neglijat în acest caz:

VBB9,1 + 0,5 ≈ 9,7…10 V

Din care se deduc valorile: R1 = 330 Ω, R2 = 560 Ω, P=110 Ω.

  1. f) Calculul rezistenţei dinamice

Cunoscînd mărimile h11b=4÷8Ω, h21e = min 35, prin măsură­tori sau din foile de catalog pentru tranzistorul 2N2222 se calculează:

h11e ≈ h11b ∙ h21e ≈ 280 Ω

şi

gm = h21e/h11e = 0,125 A/V

Se calculează parametrul k:

k = 10/15 = 0,66

Cunoscînd şi parametrul h21e =20 al tranzistorului Q1 se cal­culează:

Rd = 1/gm ∙ h21e ∙ k = 0,6 Ω

În continuare se propun cîteva montaje cu îmbunătăţiri faţă de schema de bază prezentată în fig. 2.15.

În fig. 2.19, se prezintă schema unui stabilizator de tensiune la care potenţialul emitorului tranzistorului Q2 este fixat prin intermediul rezistorului R1 şi al diodei Z conectate la tensiunea de ieşire stabilizată.

Rezistorul R3 asigură curentul de polarizare al diodei de referinţă Z şi se dimensionează astfel încît iR3>>ic, deci curentul variabil prin Q2 să nu afecteze tensiunea de referinţă VZ; în acelaşi scop R3 se conectează la tensiunea stabilizată în emitorul tranzistorului Q1 şi trebuie să sa­tisfacă şi relaţia 2.4 sub forma:

R2 Max = (V0 Max-VZ)/IZ min

R1 min = (V0 min-VZ)/IZ Max

Acest stabilizator este alcătuit din tranzistorul regula­tor Q1, din amplificatorul de curent continuu Q2, din dioda Zener Z şi din divizorul tensiunii de ieşire RI—RII.

Modul de funcţionare a schemei este următorul: ten­siunea de ieşire, culeasă în A, este comparată. în B cu  potenţialul de referinţă VZ furnizat de dioda Zener Z. Diferenţa sesizată, se amplifică în C şi se aplică tranzis­torului serie Q1; acesta îşi ajustează curentul şi deci că­derea de tensiune pe el, pentru a menţine constantă tensiunea la ieşire, indiferent de variaţiile tensiunii de in­trare sau variaţiile curentului la ieşire.

În majoritatea cazurilor, tranzistorul Q2 pe care se face compararea tensiunii de reacţie cu cea de referinţă (fig. 2.15) îndeplineşte şi rolul de amplificator de eroare. În alte cazuri, cînd dorim să mărim amplificarea în sco­pul micşorării rezistenţei de ieşire R0 sau de a mări sta­bilizarea, între tranzistoarele Q2 şi Q1 se intercalează unul sau mai multe etaje de amplificare. În acest caz trebuie avut în vedere ca faza suplimentară introdusă de aceste etaje să asigure reacţia negativă pe bucla de reacţie. În. fig. 2.20 se prezintă o astfel de schemă.

Performanţele stabilizatorului serie cu reacţie pot fi îmbunătăţite şi anume:

  • dioda Zener avînd rezistenţa dinamică diferită de zero, nu oferă o tensiune de referinţă perfect constantă; acest inconvenient se poate înlătura prin utilizarea unui stabilizator parametric cu două etaje (fig. 2.3, b).
  • micşorarea rezistenţei de ieşire a stabilizatorului se poate obţine nu numai prin creşterea amplificării ampli­ficatorului de eroare (fig. 2.20) ci şi prin micşorarea rezis­tenţei de ieşire a acestui amplificator (în acest caz între Q2 şi Q1 se intercalează un etaj repetor pe emitor) sau prin înlocuirea tranzistorului regulator Q1 cu un montaj Darlington,
  • tensiunea care alimentează amplificatorul de eroare au este constantă (rezistorul RB, este conectat după cum se vede în fig. 2.15 la tensiunea nestabilizată*. Fiind conctată la tensiunea nestabilizată, RB transmite la ieşire variaţiile v1 ale tensiunii de intrare).

Schema din fig, 2.21 prezintă unele din îmbunătăţi­rile menţionate mai sus.

Pentru ca şi ondulaţiile tensiunii nestabilizate v1 să nu se mai transmită direct la ieşire prin rezistenţa de sarcină RB a amplificatorului de eroare, acesta se poate alimenta de la o tensiune stabilizată. Circuitul care asi­gură această alimentare se numeşte prestabilizator.

În fig. 2.21 prestabilizarea tensiunii de alimentare a rezistenţei R4 se face cu un stabilizator parametric for­mat din rezistenţa R5 şi dioda Z. Dacă rezistenţa R5 este mare, se obţine o bună stabilizare a punctului A, dar re­zultă o valoare mică pentru R4, neconvenabil pentru func­ţionarea dinamică a tranzistorului Q3 (Av mic). Montajul prezentat asigură12 V la 1 A, prereglat precis cu semireglabilul P. Divizorul rezistiv de ieşire, de 400 Ω, asi­gură un curent permanent de presarcină (aproximativ 3% din mărimea curentului de sarcină) preîntîmpinînd unele variaţii necontrolate ale tensiunii de ieşire la curenţi mici de sarcină. Tensiunea, stabilizată minimă obţinută cu acest montaj este:

V0min=VZ +VBE(Q3)

Dacă înlocuim rezistorul RB (fig. 2.15) printr-un gene­rator de curent (fig. 2.22) rezistenţa de sarcină a amplifi­catorului de eroare creşte.

În acest caz, prestabilizatorul marcat pe schemă cu linie întreruptă, este format din rezistenţele R4, R5, dioda Z2 şi tranzistorul Q4.

Principiul de funcţionare al acestei scheme este ana­log cu principiul de funcţionare al schemelor anterioare. Odată cu variaţia tensiunii la intrare, cum ar fi de pildă creşterea acesteia, în primul moment creşte şi tensiunea 1a ieşire V0. Creşterea tensiunii V0 conduce la creşterea tensiunii ce se aplică pe baza lui Q3. Curentul de bază şi de colector al acestui tranzistor cresc. Curentul de co­lector al tranzistorului Q4 este egal eu suma dintre cu­rentul de colector al lui Q3 şi curentul de bază al lui Q2. Cum acest curent este constant (fiind furnizat de genera­torul de curent), creşterea curentului de colector al lui Q3 se face pe seama scăderii curentului de bază al lui Q2, şi implicit al tranzistorului regulator Q1. Micşorarea cu­rentului prin baza lui Q1 conduce la creşterea tensiunii colector-emitor a acestui tranzistor ceea ce face ea în final tensiunea la ieşire să revină la valoarea iniţială. Schema funcţionează în. mod analog in cazul modificării curentului de sarcină.

Modificarea temperaturii mediului ambiant, influen­ţează tensiunea V0 a stabilizatorului. Pentru reducerea acestei influenţe stabilizatoarele sînt prevăzute cu sisteme de compensare termică. În cele ce urmează prezentăm două scheme mai frecvent utilizate în practică.

În schema din fig. 2.19 ca element termocompensator pot fi folosite diode conectate în circuitul ele eşantionare (v. detaliul A din fig. 2.19).

Deoarece diodele cu siliciu conectate în direct au coe­ficientul de temperatură negativ, la creşterea temperaturii mediului, căderea de tensiune pe aceste diode se micşo­rează şi ca urmare creşte tensiunea pe rezistenţa. RII, conducînd în final la reducerea tensiunii de ieşire. Rezultă că variaţia tensiunii la ieşire este de semn contrar faţă de variaţia tensiunii diodei Zener Z din emitorul tranzistorului Q2, fenomen datorat acţiunii de compensare a dio­delor D1, D2 (v. detaliul A din fig. 2.19). Dacă aceste două variaţii au valori egale, în acest caz se realizează o com­pensare integrală a influenţei temperaturii asupra ten­siunii de ieşire a stabilizatorului. O astfel de compensare de temperatură este posibilă numai în cazul în care coefi­cientul de temperatură al lui Z este pozitiv; în condiţiile în care acest coeficient de temperatură este negativ, în acest caz pentru asigurarea compensării termice în una din ramurile divizorului se conectează o termorezistenţă.

O compensare termică bună se obţine folosind un am­plificator de eroare diferenţial (fig. 2.23).

Montajul fiind simetric, efectele temperaturii asupra celor două tranzistoare Q3, Q4 se anulează dacă ele sint identice (tehnologic aceste două tranzistoare se pot realiza pe acelaşi „cip” de siliciu) şi au aceeaşi temperatură. Impedanţele pe cele două intrări ale amplificatorului dife­renţial fiind mari datorită reacţiei serie pe rezistenţa de 1 kΩ din emitorii celor două tranzistoare, rezultă o func­ţionare stabilă a diodei Zener Z şi valori rezonabile pentru divizorul de ieşire R1, P, R2.

Tensiunea stabilizată pe care o oferă montajul pre­zentat este:

V0 = VZ (R1+R2)/R2

Din această relaţie rezultă că folosind un amplificator diferenţial, coeficientul de temperatură depinde numai de sursa de referinţă. Din acest motiv ca sursă de refe­rinţă se folosesc diode compensate (de exemplu ROZ 82 A, B).

Ieşirea către tranzistorul regulator se face din colec­torul lui Q4.

Pentru montajul prezentat tensiunea la ieşire poate îi variată în limitele 15 … 20 V cu semireglabilul P. Riplul tensiunii la ieşire este sub 7 mV vîrf la vîrf iar tensiu­nea V0 variază cu mai puţin de 2% în limitele curentului de 1,5 A.

Configuraţie paralel

Acest tip de stabilizator nu este atît de răspîndit ea cel descris anterior. Totuşi, el poate fi utilizat în cazul variaţiilor mici ale tensiunii reţelei şi a variaţiilor bruşte ale curentului prin sarcină. Principalele lui avantaje sînts independenţa curentului de intrare faţă de variaţia curen­tului prin sarcină şi insensibilitatea la scurtcircuitarea ieşirii.

În fig. 2.24 prezentăm schema de principiu a acestui stabilizator, alcătuit din tranzistorul regulator Q1, rezis­tenţa de balast R1; amplificatorul de eroare Q2, sursa da referinţă Z, circuitul de eşantionare RI—RII, condensato­rul de ieşire C0.

Tensiunea de ieşire a stabilizatorului, V0, este egală cu diferenţa dintre tensiunea de intrare vI şi tensiunea pe rezistenţa de balast (V0=v1—VR1).

Odată cu variaţia tensiunii de intrare, luînd în consi­derare de pildă creşterea acesteia, în primul moment creşte şi tensiunea la ieşire. Creşterea tensiunii la ieşire conduce la mărirea tensiunii VRII pe baza tranzistorului Q2 şi implicit a curentului de colector al acestui tran­zistor.

Creşterea curentului de colector al lui Q2 conduce la mărirea tensiunii pe rezistenţa R2 şi implicit la creşterea tensiunii pe baza lui Q1 şi la mărirea curentului lui de colector. Creşterea curentului de colector al lui con­duce la creşterea lui IRI şi deci a tensiunii VRI pe rezis­tenta balast. În felul acesta, tensiunea la ieşirea stabili­zatorului se micşorează pînă la valoarea iniţială, bine­înţeles ţinîncl seama şi de gradul de precizie al schemei.

În condiţiile în care are loc o variaţie a curentului de sarcină, în primul moment se modifică tensiunea de ie­şire, după care schema lucrează ca mai sus.

Ajustarea tensiunii stabilizate, ca şi în cazul stabiliza­toarelor tip serie, se realizează cu potenţiometrul P, co­nectat în divizorul de ieşire.

În fig. 2.25 se prezintă o schemă practică de stabili­zator cu reacţie, de tip paralel.

 

În condiţiile în care tensiunea la ieşire a fost reglată la 12 V cu ajutorul semireglabilului P, tranzistorul Q3, compară tensiunea de pe baza sa cu tensiunea de refe­rinţă Zener VZ, astfel încît curentul pe care-1 absoarbe tranzistorul Darlington Q1—Q2 prin rezistenţa de balast R1  să furnizeze la ieşire exact tensiunea de 12 V, în cazul în care curentul prin sarcină sau tensiunea de intrare va­riază, bucla de reacţie negativă intră în funcţiune, astfel încît menţine tensiunea la ieşire la valoarea prestabilită.

Condensatorul electrolitic C2, de 20 µF, reduce compo­nenta alternativă a tensiunii la ieşire. Condensatorul C3 de 0,1 µF, previne intrarea în oscilaţie a circuitului pe frecvenţe înalte.

Şi în cazul acestui tip de stabilizator se poate reduce influenţa temperaturii asupra tensiunii de ieşire dacă în circuitul de reacţie se utilizează un amplificator diferen­ţial, aşa cum se prezintă în fig. 2.26.

Tensiunea de referinţă furnizată de dioda Zener se aplică pe baza tranzistorului Q2, iar pe baza celuilalt tran­zistor, Q3, din amplificatorul diferenţial, se aplică o frac­ţiune din tensiunea de ieşire. Aceste două tranzistoare au emitoarele conectate împreună şi legate la masă prin re­zistenţa R3; bazele celor două tranzistoare avînd tensiu­nile cu VBE volţi peste tensiunea emitoarelor lor sînt aproximativ la acelaşi potenţial, (diferenţa depinzînd nu­mai de gradul lor de împerechere).

Stabilizatoarele cu reacţie de tip paralel, nu sînt atît de larg utilizate ca stabilizatoarele tip serie deoarece ‘efi­cienţa lor este maximă la variaţii mici ale curentului de sarcină, iar în cazul unor sarcini variabile,, în special cinci curentul la ieşire tinde spre zero, disipaţia pe tranzistorul paralel este mai mare şi deci randamentul schemei este mic.

Aceste tipuri de stabilizatoare suscită totuşi interes practic deoarece ele sînt rezistente la scurtcircuitarea iesirii la masă. Dacă se prevede o rezistenţă de balast cu o putere de disipaţie suficient de mare ele sînt asigurate împotriva greşelilor de manevrare.

Utilizarea amplificatorului operaţional

În paragraful de faţă ne propunem să tratăm principa­lele aspecte legate de utilizarea amplificatoarelor opera­ţionale în stabilizatoarele de tensiune lineare cu reacţie.

În schema prezentată în fig. 2.27, amplificatorul ope­raţional se foloseşte ca amplificator de eroare.

Dacă A este cîştigul cu buclă deschisă al amplificato­rului operaţional şi kV0 este partea din tensiunea de ieşire care se compară cu tensiunea de referinţă, atunci:

                                                                            V0=VREF 1/(1+kA)                                                     (2.19)

Din această relaţie rezultă două aspecte tehnice impor­tante şi anume: cu cit cîştigul A al amplificatorului ope­raţional va fi mai mare şi cu cît valoarea lui k va fi mai apropiată de unitate, cu atît va fi mai precis reglajul ten­siunii de ieşire.

În cazul particular în care k = 1, tensiunea de eroare ε=VREF-V0 este dată de relaţia:

                                                                             ε=VREF 1/(1+A)                                                     (2.20)

Cunoscînd principalele caracteristici ale amplificatoru­lui operaţional, redate prin cîştigul cu buclă deschisă A şi prin rezistenţa dinamică de ieşire Rdop se poate calcula rezistenţa stabilizatorului (fig. 2.27).

                                                                 R0 = Rd0P/(h21(Q1)∙h21(Q2)(1+kA))                              (2.2.1)

Această relaţie ne dă din nou prilejul să constatăm că prin utilizarea unui amplificator cu cîştig mare se rea­lizează stabilizatoarele de tensiune cu rezistenţă de ieşire mică.

Presupunînd tensiunea de referinţă perfect stabilă, se poate calcula stabilizarea faţă de sarcină a schemei şi anume:

KL[%] =(ΔI0∙R0)/V0 100                                                  (2.22)

Revenind la schema din fig. 2.27 şi considerînd cazurile cele mai dificile (de exemplu în condiţii de temperatură defavora­bile) în care atît tranzistoarele Q1, Q2 cît şi amplificatorul opera­ţional dispun de parametri modeşti, de exemplu A = 50 000; Rdop =100 Ω; h21e(Q2)=35 şi Presupunînd k = l se pot calcula pe baza relaţiilor de mai sus:

— tensiunea de eroare:

ε = (5∙7)/(1+5∙104 ) = 0,114 mV

— rezistenţa de ieşire:

R0 = 100/(35∙20∙5∙104) = 2,85 µΩ

— stabilizarea de sarcină, cînd curentul I0 variază între 0 şi 2 A:

KL = (2∙ 2,85 • 10-6)/(5∙7) ∙ 100 = 0,0001 %

Din datele de mai sus rezultă caracteristici deosebit de bune pentru un stabilizator de tensiune realizat cu amplificator opera­ţional. Totuşi, în practică rezultatele sînt diferite de datele de caicul, fapt explicabil dacă se ţine seama cel puţin numai de faptul că:

  • tensiunea de decalaj de la intrarea amplificatorului în majoritatea cazurilor este mai mare decît mărimea calculată pen­tru e (uzual 1…6 mV faţă de 0,1 mV calculat); această tensiune de decalaj deşi poate fi compensată, prezintă şi o derivă depen­dentă de temperatură;
  • cablele de conexiune influenţează negativ, deoarece pe ele apare o cădere de tensiune, deloc neglijabilă, care se adaugă la tensiunea de referinţă (în fig. 2.27 s-a trasat în linie groasă par­tea de circuit care prezintă această influenţă; de exemplu pe un conductor de 1 mm diametru, lung de 1 m, parcurs de un curent de 2 A, apare o cădere detensiune de cea. 40 mV, iar dacă ten­siunea stabilizată de ieşire este de 10 V, atunci factorul de re­glare va fi de 0,4%, mult mai mare decît valoarea 0,0001% calculată).

La curenţi mici de sarcină, amplificatoarele operaţio­nale pot fi utilizate ca surse de tensiune stabilizată, con­form schemei din fig. 2.28. Dacă tensiunea de referinţă, VREF, aplicată pe borna neinversoare a amplificatorului este constantă, atunci şi tensiunea de ieşire, V0, va fi constantă. În cazul cînd rezistenţa de sarcină variază, tensiunea de ieşire, egală cu produsul dintre amplificarea în buclă închisă a amplificatorului operaţional şi tensiunea de referinţă rămîne constantă.

Tensiunea de referinţă este asigurată de dioda Zener Z. Rezistenţa de polarizare R a diodei se alege din relaţia:

R = (VI min – VZT)/IZT

unde:

VI min            este tensiunea minimă a sursei de tensiune v1,

VZT — tensiunea de stabilizare a diodei Zener, Z,

IZT  — curentul prin dioda Zener.

În practică se pot utiliza trei moduri principale de re­glare a tensiunii de ieşire a unui stabilizator liniar cu reacţie (fig. 2.29).

— primul mod de reglare este ilustrat prin schema din fig. 2.29 a; tensiunea de referinţă este fixă şi tensiu­nea la ieşire se reglează prin modificarea câştigului în bucla de reacţie A= 1 + R2/R1. Avantajul schemei este acela că sursa de referinţă nu debitează decît un curent neglijabil pentru polarizarea amplificatorului operaţional. Cu această schemă tensiunea de ieşire nu poate fi reglată sub valoarea tensiunii de referinţă.

— cu cel de al doilea mod de reglare (fig. 2.29, 5), ten­siunea de ieşire nu poate depăşi niciodată pe cea de referinţă. în schemă se utilizează rezistenţa RC ca rezis­tenţă de compensare a influenţei temperaturii asupra cu­rentului de polarizare al amplificatorului operaţional.

— pentru ilustrarea celui de al treilea mod de reglare, în fig. 2.29 c, se prezintă un montaj care combină avan­tajele precedentelor. Cu montajul acesta tensiunea de ieşire se reglează atît sub tensiunea de referinţă cît şi peste aceasta.În practică, se impune ca o necesitate programarea nu­merică a tensiunii stabilizatorului. O astfel de posibilitate este prezentată în fig. 2.30.

În prima schemă (fig. 2.30 a) rezistenţa R2 se comută prin intermediul unor întrerupătoare care pot fi contactele unor relee, sau tranzistoare (bipolare sau unipolare). În cea de a doua schemă (fig. 2.30 b), cîştigul în bucla de reacţie rămîne constant si se modifică tensiunea de referinţă. Această tensiune este furnizată prin intermediul curentului constant IREF, care traversează rezistenţele R3, comutabile. Această referinţă variabilă poate fi comutata cu un convertor digital-analog (fig. 2.31).

În continuare vom prezenta cîteva scheme de stabili­zatoare de tensiune lineare realizate cu amplificatoare operaţionale.

Fig. 2.32 prezintă schema unui stabilizator de 12 V, 100 mA, realizat cu circuitul βA 741, care nu necesită decît cîteva componente adăugate din exterior. Curentul de ieşire al circuitului βA 741 alimentează baza tranzistorului serie Q. Intrarea sa neinversoare este menţinută la un potenţial constant de 6,2 V prin dioda Zener PL6V2Z. Intrarea inversoare primeşte semnalul de eroare, propor­ţional cu tensiunea de ieşire (aproximativ jumătate din mărimea acestuia, k=0,5) prin intermediul divizorului rezistiv R1P—R2. Tensiunea la ieşire poate fi reglată fin prin intermediul potenţiometrului P.În fig. 2.33, se prezintă schema unui stabilizator de tensiune liniar, cu reacţie, de 20 V la 1 A, realizat cu amplificatorul operaţional quadruplu βA 324.Primul din cele patru operaţionale ale circuitului in­tegrat (Al), împreună cu dioda Zener Z1 montată în bu­cla lui de reacţie­siune, furnizează tensiunea de referinţă, tence poate fi reglată prin intermediul potenţiometrelor R3 (reglaj fin) şi R4 (reglaj brut). De la acesta se poate aplica o tensiune variabilă intrării neinversoare a celui de ai doilea operaţional (A2), care are rolul de amplificator de eroare şi comandă elementul regulator serie (darlingtonul Q1, Q2). Cel de al treilea operaţional (A3) asi­gură protecţia stabilizatorului 1a suprasarcini şi furnizează un semnal operaţionalului A4 care comandă dioda eleetro-luminiscentă LED pentru a indica depăşirea curentului nominal de ieşire.

* Deşi sînt în fabricaţie şi în tara noastră tranzistoare care pot suporta tensiuni collector-emitor de cîteva sute de volţi, configuraţia serie în care se utilizează tranzistoare de tensiuni mai mici suscită interes practic deoarece puterea disipată de stabiliza­torul de tensiune este repartizată pe mai multe tranzistoare. Şi din punct de vedere economic este mai bine să se monteze trei sau patru tranzistoare, în fabricaţie curentă, ca de exemplu 2N3055, BD239, BD240, decît să se utilizeze im singur tranzistor capabil să disipe sute de waţi şi a cărui tensiune Vcs este de cîteva sute de volţi (chiar dacă acesta este în fabricaţie curentă) în general mai scump. Indiferent eă tranzistoarele sînt montate în serie sau în paralel, este recomandat ea ele să fie dispuse pe acelaşi radiator pentru a li se egaliza temperatura proprie. Se re­aminteşte şi faptul că în cazul montajului în serie este necesar să. se izoleze fiecare tranzistor de pe radiator prin intermediul unei rondele de mică.

* Bezistorul RB nu poate fi conectat în emitorul tranzistoru­lui regulator Q1, la tensiunea stabilizată, deoarece în acest caz; joncţiunea lui emitor-bază nu se polarizează correct.


Articole din aceasi publicatie

Leave a Reply

avatar

This site uses Akismet to reduce spam. Learn how your comment data is processed.

  Subscribe  
Notify of
back to top